专利名称：移动通信系统中多普勒频移补偿的估计的制作方法
技术领域：
本发明涉及估计移动通信系统中的多普勒频移补偿。
背景技术：
在移动通信系统中，相对于基站移动的移动站发出的信号受到众所周知的多普勒效应，多普勒效应导致在移动站接收的频率相对于移动站发射频率的频率频移。这里，该频率频移被称为多普勒频移。多普勒频移取决于移动站相对于基站的移动速度和移动方向。从而，根据移动站相对于基站的移动方向，多普勒效应可造成频率的增大或降低。多普勒频移的大小取决于移动站相对于基站的移动速度。
当发射器和接收器被错误地同步时，产生另一方面的频率偏移。
现有的移动通信设备提供一定形式的多普勒补偿，因为基站内选择特定信道上的特定信号的检频电路可以考虑所述信号中一定量的多普勒频移。
AU 664626涉及一种用于补偿当移动站接近及经过基站时，在基站和移动站之间传播的无线电信号中的多普勒频移的方法和电路。随着移动站接近基站，同时传播时间延迟日益降低，每隔一段时间累积传播时间延迟，以确定传播时间延迟如何随时间而变化。该信息被用于在特定的时间，实现无线电信号频率的改变，以便补偿当移动站经过基站时的突发多普勒频移。在TDMA系统中，每隔等于时间帧的整数的时间进行询问。在GSM标准中，时间帧包含8个连续的时隙，并且在任意一个时间帧内，单个传输脉冲串在特定的移动站和基站之间传递。
从而，在这种多普勒补偿方法中，响应过去的和即将到来的信号，作出判定，以便改善在未来某一时刻的接收，即这是一个反应性系统。最好是实现一种可实时地主动补偿到来信号中的多普勒频移的系统。
此外，由于衰减的缘故，除频率之外，受到多普勒效应影响的信号还具有幅度方面的变化。除了估计多普勒效应对频率的影响之外，最好还估计多普勒效应对幅度的影响。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种用于产生多普勒校正因数的系统，所述多普勒校正因数用于补偿移动通信系统中，在移动站和基站之间传输的信号的多普勒频移，所述系统包括信道脉冲响应确定电路，用于确定接收信号的信道的信道脉冲响应；根据一组已知符号和所述信道脉冲响应，产生参考矢量的参考电路；根据参考矢量和信号的接收样本，产生误差矢量的装置；确定到来信号的噪声方差的装置；及产生具有表示幅度校正的实数部分和表示相位校正的虚数部分的多普勒校正因素的估值器，估值器利用噪声方差，误差矢量，接收的信号的样本及采样时间。
根据GSM标准，TDMA传输脉冲串包括通常用于确定接收信号的信道的信道脉冲响应的训练序列。这是通过接收的训练序列和保存的训练序列的卷积来实现的。从而，训练序列可构成供产生参考矢量之用的一组已知符号。另一方面，该组已知符号可包括来自于接收的信号样本的估计符号。
在TDMA系统中，信号包括相应时隙中的一系列传输脉冲串。可关于每个传输脉冲串产生多普勒校正因数，并将其用于校正所述脉冲串中的信号样本。
除了校正多普勒效应之外，多普勒校正因数还校正由于发射器和接收器之间的错误频率同步而产生的频率偏移。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于补偿在移动通信系统中的移动站和基站之间传输的信号中的多普勒频移的方法，所述方法包括确定接收信号的信道的信道脉冲响应；根据信道脉冲响应中的一组已知符号，产生参考矢量；根据参考矢量和信号的接收样本，产生误差矢量；确定到来的信号的噪声方差；估计具有代表幅度校正的实数部分和代表相位校正的虚数部分的多普勒校正因数，估计步骤使用噪声方差，误差矢量，接收信号的样本及采样时间；并把多普勒校正因数应用于接收的信号样本，从而补偿多普勒频移。
为了更好地理解本发明，并证明如何实现本发明，下面将参考附图，举例说明本发明，其中图1表示了移动通信系统中的信号脉冲串；图2是实现多普勒频移补偿的电路的方框图；图3图解说明了估计β部件。
具体实施例方式
图1图解说明了按照GSM标准的移动通信系统中的标准脉冲串。图1表示了在基站接收的脉冲串。对于根据GSM标准的TDMA系统来说，移动站以调制信号的形式，在基站控制器分配的频道上传输脉冲串。一个频道可支持多达8个脉冲串，每个脉冲串和相应的呼叫相关，每个呼叫被分配一个时隙，以便在所述时隙中发送所述脉冲串。这里不说明根据GSM标准的TDMA系统的其它细节，因为本领域的技术人员熟知这些细节。
标准脉冲串含有围绕26位的训练序列(TRS)的58位的两个数据分组(DATA)。三个尾位(tail bit)(TS)被添加到标准脉冲串的每个末端。训练序列(TRS)是由移动站(MS)发送，并且在基站控制器(BSC)已知的预定位序列。图1中，假定接收的信号样本yk代表脉冲串的第k个二进制位，在本例中代表训练序列的起点。在基站控制器，训练序列被用于估计通过其发送脉冲串的信道的脉冲响应，并且至少在本发明的一个实施例中被用于估计多普勒补偿因数。实际传输的信息位于脉冲串的数据位(DATA)中。
如前所述，信号通过其从移动站到达基站的环境可发生显著的变化，除了其它因素之外，还取决于移动站和基站之间的距离，以及由该区域中的大楼及其它建筑物引起的干扰。从而，在基站接收的信号的信号强度和信号质量变化极大。另外，对于移动站来说，基站接收的信号遭受应被校正的多普勒频移。
图2图解说明了适于在GSM系统中实现多普勒补偿的电路1。应明白图2中的各个部件虽然被图解表示为独立的互连实体，但是不一定必须代表独立的物理实体，相反意图是图解表示被执行的各个步骤。所述各个部件可被实现为多个电路或者可完成单独分配给各个部件的各个功能的一个适当编程的微处理器。
天线20接收来自于移动站MS的信号11。天线20与RF电路22相连。电路22作用于接收的脉冲串，把频率降频为基带频率，并对脉冲串采样，以便根据模拟信号提供数字采样值yi，这里i是样本索引。RF电路22通常以被传输信号的预期位速率输出各个脉冲串的采样值y0…yn，以及采样时间t0…tn。RF电路22的输出沿着线路24被提供给信道脉冲响应(C.I.R)部件10，提供给方差和误差计算器16，提供给滤波和均衡电路12，提供给估计β部件36，以便估计多普勒校正因数，并提供给转换电路40，使得能够把多普勒校正因数应用于脉冲串。
存储器32保存训练序列x，所述训练序列x是移动站以训练序列形式发送的，并在基站被接收，并被转换为样本yTRS＝Yk→yk+2s的一系列预定二进制位。参考训练序列x被提供给参考发生器14，并被提供给信道脉冲响应(C.I.R)部件10。参考发生器14还从信道脉冲响应部件10接收估计的信道脉冲响应h。
C.I.R.部件10接收包括接收的训练序列yTRS在内的脉冲串，并通过，例如根据等式1，计算接收的训练序列yTRS和已知的训练序列x之间的互相关性，计算估计的信道脉冲响应h。也可使用其它类型的估计方法。
h＝xcorr(x，yTRS) (等式1)要认识到，在实现互相关之前，根据GSM标准，以在MS对该训练序列进行调制，以便传输的类似方式，对以数字形式保存的已知训练序列x进行i，q调制。按照已知的方式实现互相关，以便产生呈5个抽头(tap)值h(j)j＝0～4的形式的信道脉冲响应。
众所周知，估计的脉冲响应h被用于计算接收的脉冲串中的数据的预期估计，仿佛该数据已受到相同的平均噪声的作用一样。
C.I.R.部件还产生计时提前信息T，该信息被用于确定接收的脉冲串位于分配时隙中的位置。
对于每个脉冲串，CIR部件10计算该脉冲串的估计信道脉冲响应h，并将其提供给滤波/均衡电路，所述滤波/均衡电路允许恢复该脉冲串中的数据DATA(r)。众所周知，滤波/均衡电路12接收所接收的脉冲串的信道脉冲响应Ht计时信息T，以便允许对信号进行解调，滤波和解码，从而以已知的方式恢复所述数据。
参考发生器14产生参考矢量z，通过利用脉冲响应和已知的训练序列的卷积，计算所述参考矢量z。参考发生器14实现下述计算z＝h*x(等式2)这里x代表取决于所使用的调制的已知符号值。
zk代表矢量z的第k个样本，z表示矢量样本zk的对角矩阵，即z＝xh，这里x是已知的训练序列符号的对角矩阵。
参考矢量z从参考发生器被提供给方差和误差计算器16。如上所述，方差计算器还接收包括接收的训练序列yTRS的样本yi。方差计算器根据下述等式计算方差var(σ2) 术语ref_length是代表参考矢量z的长度的常数。这是通过使样本数(22)乘以位距离计算得到的。
在等式4中，yi的值是脉冲串的所接收的训练序列的采样值(yk→yk+2s)。
方差和误差计算器还产生误差矢量z-y(即，各个样本的误差值zi-yi)。
误差矢量z-y和方差σ2被提供给估计β部件36。估计β部件36还从RF电路22接收信号样本和时间yi，ti。估计β部件可被实现为执行程序的处理器，或者由其它适当的装置实现。估计β部件用于产生多普勒补偿因数β，所述多普勒补偿因数β是具有实数部分和虚数部分的复数。从而，β可表示为α+jφt这里α代表由于衰减引起的幅度变化，φ是多普勒角。估计β部件36还包括用于保存产生多普勒校正因数β所需的值，包括Cβ，E(β)和E(z-y)的存储器。后面参考图3对这些项进行说明。
多普勒校正因数β，以及每个脉冲串的信号样本yi和时间ti一起被提供给转换电路40，以便根据下述等式实现多普勒校正yn-compensated＝yn(1-βtn)转换电路40的另一种实现是把幅度分量和相位分量分成独立的校正步骤。可通过使样本乘以 校正相位，并可在一个单独的步骤中校正幅度 yn-compensated＝y-phase-compensated(1-real(β)tn)按照上面所述，imag(β)＝φ，real(β)＝α。这样，根据real(β)为负或为正，在脉冲串中，接收的信号或者被放大，或者被替换。
这产生一组补偿的信号样本ycomp，所述补偿的信号样本可被提供给滤波/均衡电路12，产生脉冲串的数据的改进值。
作为其中使用训练序列x提供作为参考的已知符号的上述方法的备选方案，也可使用在均衡电路30中估计的二进制位。均衡电路30，例如Viterbi均衡器，从滤波和均衡电路12接收滤波，解调和均衡后的信号DATA(r)。均衡电路30作用于脉冲串的一部分数据序列数据(该部分数据得自于图1中的估计部件)，以便估计从移动站发送出的输出位。这里把该输出称为estim_bits。如同在已知的移动通信系统中一样，均衡电路30用于判定所述输出位，因此这里不对其进行进一步的说明。这些估计的二进制位可替代训练序列，用于为计算参考矢量z提供已知数值。estim_bits和信道脉冲响应h一起被提供给参考电路34，参考电路34产生误差矢量z′-y，这里z′＝estim_bits*h。
下面将概述成为多普勒校正因数β的产生的基础的原理。
(纯)多普勒频率估计的问题可表述为Xh＝Yr+w，这里r是旋转矢量，Y是对角样本矩阵，w是噪声。Y=y00…00y1…0…………0……yn-1,r=ejφt0ejφt1ejφtn-1]]>Xh对应于已知符号(训练序列符号的对角矩阵x)和脉冲响应h之间的卷积。
从而，在多普勒频率估计中，要估计多普勒角φ。该问题是非线性的，于是，特别是对于实时实现来说，解决该问题有些棘手。假定 可执行线性化步骤。由于衰减的缘故，所需的多普勒频率校正不能被假定为幅度恒定不变。
如果项jφt0也具有实数部分，则可粗略估计幅度变化。从而，用更通用的假定1+βt0代替项jφt0，这里β是复数(α+jφt)。
线性问题可被表示为(出于简化z＝Xh＝[z0z1…Zn-1]T。
zi＝yi(1+βti)+wi借助矩阵符号，上式可被重新表述为z-y＝pβ+w (等式6)这里p＝[y0t0y1t1…yn-1tn-1]T，并且β将被估计。
通过利用LMMSE估值器，可找到等式6的解答β=E(β)+Cβ(z-y)C(z-y)(z-y)-1(z-y-E(z-y))]]>这里E(β)是β的预期值，Cβ(z-y)，C(z-y)(z-y)是两个元素，即E(β(z-y)H)和E((z-y)(z-y)H)之间的协方差矩阵，E(z-y)是接收的脉冲串中的预期误差。
在这阶段，可假定噪声是方差为δ2，并且经过一些处理后的白高斯噪声。
β＝E(β)+pH(z-y-E(z-y))/(δ2/Cβ+pHp)，这里(等式7)Cβ＝E((β-E(β)(β-E(β)H) (等式8)pH是p的复共轭转置矩阵。
在估计β部件36中，等式7被用于产生β。图3中图解说明了估计β部件。实际上，可以由处理器执行的软件的形式实现估计β部件，所述处理器具有保存所需数据的存储器。估计β部件50作用于在每个时隙中接收的数据(Yi，ti)，以便产生被转换电路40使用的β的数值。Accβ部件52累积并在前时隙内的β值，并求其平均值，产生E(β)。Accβ功能可由自适应滤波器实现。Acc(z-y)部件54产生预期的误差E(z-y)。为此，它可使用来自先前时隙的z-y值，或者来自于Accβ部件52的E(β)，以便估计频率误差。Gen Cβ部件56产生Cβ的值。对于等式7的参数来说，存在多种可能性。
如果E(β)被设定为零，并且δ2/Cβ也被设定为零，则等式7转化为标准的线性回归。
如上所述，意图为每个时隙产生β。可通过计算赤自先前时隙的估计β值的平均值，可产生预期的值E(β)。从而，对于每个时隙，当这些值被计算时这些值可被保存，并被用于产生保存在估计β部件36中的E(β)部件中的平均值。
另一种简化是假定E(β)的实数部分为零。由于在典型的衰减信道情形下，预料到没有长时间的幅度，因此这是一个合理的假设。从而只相对于频率的误差分量执行长时间的平均就足够了。另外，如果只需要校正相位变化，则实数部分可被假定为零。
通过用 反旋转接收的样本yi，则不必计算预期误差E(z-y)。为此，β可以是来自前一时隙的先前估计的β值。这种情况下，等式7变为β＝E(β)+pH(z-y)/(δ2/Cβ+pHp)(等式9)从而，这需要一个预处理步骤(参见图3中的50a)，在该预处理步骤中，在形成矢量p之前，用 反旋转样本值yi。
C(β)的值可由GEN Cβ部件利用不同的方法产生。C(β)的值可以是一个恒定的数值。可利用先前时隙的信息，利用，例如等式8，估计I。它可以β的预期值和/或噪声方差δ2的函数。可利用自适应滤波器，或者前述部件的任意组合，估计C(β)的值。
该技术特别适用于短延迟扩展信道和纯频率误差。
权利要求
1.一种产生多普勒校正因数的系统，所述多普勒校正因数用于补偿在移动通信系统中的移动站和基站之间传输的信号中的多普勒频移，所述系统包括确定接收所述信号的信道的信道脉冲响应的信道脉冲响应确定电路；根据一组已知符号和信道脉冲响应，产生参考矢量的参考电路；根据参考矢量和信号的接收样本，产生误差矢量的装置；确定输入信号的噪声方差的装置；和产生具有代表幅度校正的实数部分和代表相位校正的虚数部分的多普勒校正因数的估值器，所述估值器使用噪声方差，误差矢量，接收信号的样本及采样时间。
2.按照权利要求1所述的系统，其中根据下述等式产生多普勒校正因数ββ＝E(β)+pH(z-y-E(z-y))/(δ2/Cβ+pHp)这里E(β)是β的预期值，pH是p的复共轭转置矩阵，p是矢量(yi，ti)T，E(z-y)是接收样本中的预期误差，δ2是噪声方差，Cβ是常数。
3.按照权利要求2所述的系统，其中E(β)和δ2/Cβ被设定为零。
4.按照权利要求1、2或3所述的系统，所述系统包括通过利用多普勒校正因数β，对接收的信号样本应用多普勒校正的装置。
5.按照任意前述权利要求所述的系统，其中信号包括TDMA移动通信系统中的时隙中的传输脉冲串，并且对于每个时隙生成一个新的多普勒校正因数β。
6.按照权利要求5所述的系统，所述系统包括以来自先前时隙的β的生成值的平均值的形式，估计E(β)的装置。
7.按照权利要求5所述的系统，其中E(β)的实数部分被设定为零。
8.按照任意前述权利要求所述的系统，所述系统包括利用e-j*imag(β)t反旋转接收的信号样本的装置，这里E(β)是β的预期值，反旋转后的接收信号样本随后被用于根据下述等式，产生当前时隙中的多普勒校正因数ββ＝E(β)+pH(z-y)/(δ2/Cβ+pHp)
9.一种补偿在移动通信系统中的移动站和基站之间传输的信号中的所述多普勒频移的方法，所述方法包括确定接收所述信号的信道的信道脉冲响应；根据信道脉冲响应中的一组已知符号，产生参考矢量；根据参考矢量和信号的接收样本，产生误差矢量；确定到来的信号的噪声方差；估计具有代表幅度校正的实数部分和代表相位校正的虚数部分的多普勒校正因数，所述估计步骤使用噪声方差，误差矢量，接收信号的样本及采样时间；及把多普勒校正因数应用于接收的信号样本，从而补偿多普勒频移。
10.按照权利要求9所述的方法，其中信号包括TDMA移动通信系统中的一系列传输脉冲串，并为每个传输脉冲串产生多普勒校正因数。
11.按照权利要求9或10所述的方法，其中按照下述等式产生多普勒校正因数ββ＝E(β)+pH(z-y-E(z-y))/(δ2/Cβ+pHp)这里E(β)是β的预期值，pH是p的复共轭转置矩阵，p是矢量(yi，ti)T，E(z-y)是接收样本中的预期误差，δ2是噪声方差，Cβ是常数。
全文摘要
描述了一种用于估计移动通信系统中的多普勒频移补偿的系统和方法。信道脉冲响应确定电路确定接收信号的信道的信道脉冲响应。利用一组已知的符号和信道脉冲响应,产生参考矢量,随后通过比较参考矢量和信号的接收样本,产生误差矢量。另外,可确定到来的信号的噪声方差。随后,估计具有代表幅度校正的实数部分和代表相位校正的虚数部分的多普勒校正因数。
文档编号H04L25/03GK1348641SQ99816553
公开日2002年5月8日 申请日期1999年3月10日 优先权日1999年3月10日
发明者奥利·皮雷宁 申请人:诺基亚网络有限公司