表示为x2的旋转信号。频移补偿Via (发射信号的不期望副本)和Vjg (期望信号)之间的频率偏差。
[0057]旋转后，信号通过复增益级108进行缩放，以便在Vjg之间执行幅度(增益)和相位对准。在增益级108的输出处的信号表示为x3。自适应均衡器滤波器112补偿造成Vffi (发射信号的不期望副本)与ref^ (发射信号的本地拷贝)不同的符号间干扰(ISI)响应(或传递函数)。该ISI例如可由在卫星输入和输出复用器aMUX、OMUX)中的布线、滤波造成，或由任何其它ISI源造成。在滤波器112的输出处的信号表示为x4。如果包括匹配滤波器，则滤波器112通常也将执行整形滤波器的功能，以恢复发射信号的原始脉冲波形。
[0058]第二重采样器116把信号的采样率修改为Y.spsN,该采样率是发射信号的延迟的本地拷贝(refffi的延迟拷贝)的采样率。例如，可以IspsN(在整形滤波器之前)或2spsN(在整形滤波器之后)对本地拷贝采样。
[0059]增益级120按系数2N缩放信号，以便提高动态范围。通常通过以N比特对信号样本移位来实施增益级120。N可以是正的或负的，S卩，增益级120可向右或向左对信号样本进行移位。
[0060]发射信号的本地拷贝(ref近)通常包括从调制解调器44的发射器提取的数字信号。该信号例如可包括待被发射的全频带信号的滤波型式。例如，当期望信号比发射信号占据的带宽要窄时，该实施类型是有利的。在此种实施例中，在超出该滤波操作的本地拷贝的部分(超出期望接收信号的带宽)不影响回波消除操作。
[0061]的处理路径包括延迟发射信号的本地拷贝的两个级联的延迟单元。介质延迟单元84按样本的整数倍延迟信号，该延迟接近直到Vffi (发射信号的不期望副本)到达图3的上部路径时的信号延迟。该延迟由非自适应的粗定时估算确定。单元80的延迟可设置为例如固定延迟，其大于支持的最大信道(“介质”)往返加上部信号路径的剩余延迟。应注意，介质延迟单元84通常限于应用spsN样本的整数倍延迟一一refffi的采样率。重采样器100 (在上部路径中)通常补偿不能通过单元84补偿的精定时偏移。
[0062]处理延迟单元88补偿回波由单元80的各种元件在消除过程添加到接收信号X的延迟。延迟单元88的输出处的延迟的本地拷贝表示为rl。加法器142从调节的接收信号x5中减去延迟的本地拷贝rl。表示为J的加法器142的输出包括干扰减少的接收信号X，其中以期望信号Vjg为主且抑制干扰信号Vffi。
[0063]单元80的上部路径中的接收信号的增益、相位、频率和定时的调节由控制电路进行控制。在本示例中，控制电路包括第三重采样器124、频率估算器140、复增益估算器136、定时估算器128和均衡估算器132。
[0064]重采样器124将延迟的refa信号的采样率修改成X.spsF，使其作为用于训练估算器136、128和132的参考。频率估算器140估算在化和间的载波频率失配。复增益估算器136估算在Vffi和refffi之间的增益和相位失配。定时估算器128估算在Via和refffi之间的定时失配。估算分为粗估算(采样率为Y *spsN的整数采样)和精估算(不能表示为采样率为Y.spsN的整数采样的子采样偏差)。均衡估算器132估算在refffi之间的ISI传递函数(也称为ISI信道或ISI响应)。估算器132可使用任何合适的调节算法来调节滤波器112。
[0065]在图3的示例中，定时估算器128比较重采样器124的输出与由滤波器112产生的均衡信号x4。然而，在替代实施例中，定时估算器128可比较重采样器124的输出与信号x3，S卩，可比较重采样器124的输出与均衡之前的接收信号。
[0066]在从χ5中减去rl之后，调制解调器44继续处理干扰减少的输出信号y以便解码接收信号。
[0067]通常，X远(源于V远的期望信号)和Xffi (源于Via的不期望信号)的带宽和符号率相同或类似。然而，所公开的技术也可用于不期望信号和期望信号具有不同带宽的场景。(即使两种信号具有相同的符号率，但是例如由于不同的滚降因子(roll-off factor)，两种信号占据的带宽也可不同。)
[0068]采样率X *spsF可在例如2spsF至4spsF之间的可能值的范围内调节。该调节可简化单元80中的一些重采样器的实施，例如通过允许它们仅按系数2M插入，其中M是整数。
[0069]由于在接收信号(上部路径)上执行调节的同时保持发射信号的本地拷贝(下部路径)非自适应，所以图3中所示的方案具有显著的性能和实施优点。例如，由于单元80中的大部分处理任务被对准至X.spsF，控制电路(例如，估算器136、132和128)和各种幅度/相位/频率/定时补偿单元(例如，重采样器100、旋转器106、增益级108和滤波器112)可以IspsF或2spsF的低速率操作。尤其是，在通常的场景中，其中期望信号和不期望信号具有相同的带宽，能够用少数滤波器抽头以IspsF来执行通过滤波器112的均衡和通过重采样器100的定时调节。
[0070]此外，由于发射信号的期望信号和不期望副本通过一些常见的符号间干扰(ISI)源(例如，卫星输入和输出复用器)，所以回波消除操作也补偿该常见的ISI。因此，干扰减少的信号I的附加均衡被排除或至少显著地被简化。换言之，通过滤波器112执行的均衡可以是足够的，且排除在单元80后对用于信号y的附加均衡器的需要。在其它实施例中，虽然仍需要一些剩余均衡，但是可使用短且简单的均衡器滤波器来实现。
[0071 ] 多载波场景中的回波消除
[0072]在一些实施例中，中枢站24向多个终端28发射宽带下行信号，且每个终端发射较窄带宽的上行信号。例如，在甚小孔径终端(VSAT)系统中该类场景是常见的。
[0073]图4是根据本发明的实施例示出在此系统中的下行信号和上行信号的频谱的图形。曲线150示出下行信号的频谱，且曲线154A和154B示出由两个终端28发射的上行信号的频谱。在替代实施例中，类似的场景可涉及两个以上终端。
[0074]在一些实施例中，中枢站24包括共享公共信号的多个调制解调器，以便使得每个调制解调器能够对其相应的上行信号执行回波消除。
[0075]图5是根据本发明的另一个实施例示意性示出卫星通信系统的方框图。图5的系统包括经由卫星168与两个终端164A和164B (表示为站I和站2)通信的中枢站160。在该示例系统中的上行信号和下行信号具有如图4中示出的频谱。
[0076]中枢站160包括两个调制解调器172和176。调制解调器172配置成从终端164A接收上行信号(具有图4中的频谱154A)，且调制解调器176配置成从终端164B接收上行信号(具有图4中的频谱154B)。另外，不失一般性，调制解调器172配置成发射宽带下行信号(具有图4中的频谱150)。因此，调制解调器176配置成仅用于接收，而调制解调器172配置成既用于发射又用于接收。
[0077]在一些实施例中，虽然调制解调器176不能进行发射，但是为了执行回波消除它仍接受下行数据(表示为TX数据)。在这种背景下，下行数据被认为是辅助信号，其被调制解调器176用于回波消除。调制解调器176通常根据TX数据执行部分的下行发射处理，以便生成用于回波消除的发射信号的延迟的本地拷贝。换言之，调制解调器176生成数字信号，其等同于由调制解调器172生成并最终发射的上行信号。然而，在调制解调器176中，数字信号仅用于回波消除而不是实际上被上变频到RF发射。
[0078]为了使该技术恰当地发挥作用，调制解调器172和176应配置成以相同的模式进行操作，例如，以产生调制符号的相同序列。例如，如果使用伪帧的插入，则两个调制解调器应当在相同定时插入相同的伪帧。
[0079]在替代实施例中，调制解调器172生成发射信号的本地拷贝，并将该信号提供给调制解调器176作为辅助信号(而不是提供TX数据)。在附图中本地拷贝表示为“REF信号”。在该实施例中，调制解调器176不需要生成用于回波消除的发射信号的本地拷贝，而是要从调制解调器172中接受发射信号的本地拷贝。
[0080]在一些实施例中，中枢站24与N个终端28通信，使得每个终端被分配用于发射上行信号的相应频谱片。如在图4中示出，(窄带)上行信号的频谱与(宽带)下行信号的频谱重叠。对于第i个终端，终端j ^ i被称为“不相关终端”，且在下行信号的频谱内它们的对应回波被称为该第i个终端的“不相关回波”。对于任意的i = l、2、…、N，第i个终端可能或可能不会消除它自己在下行信号的频谱内的回波。不论发生何种情况，第i个终端都将遭受由一些或所有不相关站造成的不相关回波。通常地，因为通常在第i个终端处无法获得来自不相关终端的发射信号的本地拷贝，所以在第i个终端处不可消除不相关回波。
[0081]在中频(IF)处的回波消除
[0082]在上面描述的实施例中，假定在基带处执行在单元80中的信号处理。在这些实施例中，单元80中的数字信号是复信号(使用同相/正交表示一I/Q表示)且集中在零Hz处。ADC 92在这些实施例中通常包括一对正交连接的ADC。
[0083]在替代实施例中，在中频(IF)使用实采样和实信号表示执行在单元80中的采样和信号处理。在这些实施例中，ADC 92通常包括单个高速转换器。
[0084]图6是根据本发明的实施例示意性示出用于回波消除的中频(IF)信号的频谱的图示。顶部的图形示出在单元80的输入处，S卩，在ADC 92的输入处的模拟IF信号180的频谱。信号180已经通过前端40从RF下变频到表示为fIF的中心频率。信号带宽表示为BW。ADC 92以表示为仁的采样率对该信号采样，该采样率是该信号带宽的至少两倍，即，fs 彡 2Bffo
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