检测概率，尤其适用于窄带宽的PU信号 的认知检测。
【附图说明】
[0024] 从结合附图的以下详细说明中，将会使本发明的上述和其他目的及优点更加完整 清楚，其中，相同或相似的要素采用相同的标号表示。
[0025] 图1是按照本发明一实施例的能量检测方法的流程示意图。
[0026] 图2是按照本发明一实施例的能量检测装置的模块结构原理示意图。
【具体实施方式】
[0027] 下面介绍的是本发明的多个可能实施例中的一些，旨在提供对本发明的基本了 解，并不旨在确认本发明的关键或决定性的要素或限定所要保护的范围。容易理解，根据本 发明的技术方案，在不变更本发明的实质精神下，本领域的一般技术人员可以提出可相互 替换的其他实现方式。因此，以下【具体实施方式】以及附图仅是对本发明的技术方案的示例 性说明，而不应当视为本发明的全部或者视为对本发明技术方案的限定或限制。
[0028] 下面的描述中，为描述的清楚和简明，并没有对图中所示的所有多个部件进行描 述。附图中示出了多个部件为本领域普通技术人员提供本发明的完全能够实现的公开内 容。对于本领域技术人员来说，许多部件的操作都是熟悉而且明显的。
[0029] 图1所示为按照本发明一实施例的能量检测方法的流程示意图；图2所示为按照 本发明一实施例的能量检测装置的模块结构原理示意图。以下结合图1和图2对本发明实 施例的能量检测方法及装置进行示例性地说明。
[0030] 作为示例，假设⑶的OFDM系统具有N个子载波，采样时间是T，⑶信号的归一化 带宽（Normalized Bandwidth)为N，PU信号为窄带宽信号，表现为其窄带宽信号小于或等 于CU信号的归一化带宽(例如，PU信号的归一化带宽是N/2)，PU设备的符号速率（symbol rate)相对CU设备的符号速率慢得多。进一步假设信道是准静态多路径信道，其具有Q个 路径，不失一般性（generality)，PU信号为标准频率f，其中，在⑶设备的N-子载波域中0 < f ^ N-I0
[0031] 首先，步骤Sl 10,在⑶设备接收PU信号y[t]。
[0032] 在该实施例中，在CU设备采样接收的信号接收PU信号，能量检测的问题可以建模 为二元假设测试问题，存在两种假设，即如下关系式（1)所示的假设：
其中，t表示离散时间点，y[t]表示接收的PU信号，w[t]是具有0中值和方差# 的附加噪音信号，h[t]表示信道的冲击响应，x[t]表示PU发送的信号，#表示循环卷积 (convolution)操作。假设H1表示出被检测出的时域信号x[t]具有噪音w[t]，假设H。仅 具有噪音w[t]。假设时域信号样本和噪音样本是独立的，并且噪音样本之间也是独立的； 不失一般性的情况下，假设在CU设备接收的PU信号y[t]是基带信号。
[0033] 进一步，步骤S120,对PU信号y [t]降频至零频位置得到零频率信号r [t]。
[0034] 在该实施例中，为获得更大的信噪比（SNR)增益，PU信号将被y [t]进行降频处理， 优选地，为获得相对最大的SNR增益，对PU信号y[t]降频至零频位置（即N-点FFT (快速 傅氏变换）的子载波〇处)或零频位置附件，从而在理想情况下可以得到零频信号r [t]。如 果PU信号的频率是未知的，可以估计HJ信号所使用的信号频率f。来进行降频处理。从而， 在降频到大致零频位置之后，剩余频率是PU信号的标准频率f与估计频率f。的差，即频率 估计差值（f-fc)。r[t]具体可以通过以下关系式（2)来计算：
其中，r[t]表示降频得到的零频信号，N为CU信号的归一化带宽，t表示离散时间点， y[t]表示接收的HJ信号。
[0035] 以上步骤SI 10和步骤S120在如图2所示的能量检测装置的降频模块210中完成， 其也反映了该实施例的降频模块210的功能结构。
[0036] 进一步，步骤S130,将零频信号r[t]分为G组。在该实施例中，零频信号r[t]由 串转并，被分为并联的G组，也即并联的G路信号，G为大于或等于2的整数，第g组信号可 以表示为 r[mNG+Gn+g]，其中 g=0,1，…·，G_l，n=0,1，表示进行第 m 个 N-点 FFT 处理块，m=0,1，…，M-l，M，M表示相邻的FFT处理的块数。G值的具体取值大小在以下进 行说明。
[0037] 进一步，步骤S140,对该G组信号相加再进行平均处理，得到信号Clni [η]，即第m个 N-点FFT处理块的输入信号。在该实施例中，信号djn]具体可以通过以下关系式（3)进 行计算：
其中，
：表示对G组信号进行相加或叠加处理，1/G表示平均处理。在 具体的相加处理过程中，并联的G组信号按顺序对应叠加。
[0038] 以上步骤S130和S140在如图2所示的能量检测装置的平滑噪音模块220中完成， 其也反映了该实施例的降频模块210的功能结构。
[0039] 并且，以下具体示例地解释以上处理过程能获得较高SNR增益的原因。
[0040] 对于窄带宽的I3U信号，假设在一个OFDM周期中具有连续相位的信号（phase continuous signal)的标准频率为f，这样，得到以下关系式（4)，
其中，X[mNG+Gn+g]表示第g组第m个N-点FFT处理块的第η个输入点的信号。
[0041] 将关系式（1)、（ 2 )和（4)代入关系式（3 )中，得到以下关系式（5 )，
其中，ν[η]表示带方差d的〇中值高斯噪音，ν[η]和邊分别通过以下关系式（6)和 (7)计算；其中，
表示PU信号的两相邻样本的相差。
[0042] 这样，可以推算出，噪音功率
的中值和方差分别为
和
[0043] 从而，信号(Un]的SNR可以通过以下关系式（8)计算得到，
其中，为子信道k的方差。
[0044] 因此，与传统的能量检测方案相比，本发明实施例的能量检测方法能在信噪比方 面取得明显改善，其具体增益大小爹按照如下关系式（9)计算：
从关系式（9)可以看出，相差妒为0时，SNR增益最大，随着相差免变大，SNR增益# 相对变小。
[0045] 为保证SNR增益夢大于0 dB，也即保证SNR实际增加，优选地，被限定为小 于预定值，其中，表示PU信号的频率估计误差(剩余频率)。
[0046] 因此，本领域技术人员根据以上揭示将理解到，以上所述及的降频、分组、相加以 及平均处理过程是为了获得更大的SNR增益，它们中任意一个过程都是必不可少的。
[0047] 需要注意的是，以上步骤S140输出的信号djn]为时域信号，接下来需要转换为 频域信号以进行能量检测比对。
[0048] 进一步，步骤S150,信号Clni[η]被输入进行N-点FFT处理，得到相应的频域信号 Yn[k]。在该实施例中，频域信号Y"[k]通过以下关系式（10)计算得到：
相比于传统的FFT处理，在不改变FFT的大小N的情况下，FFT处理得到的信号YJk] 的带宽变小，变为原来的1/G，因此，可以大大提高检测的成功率。根据被检测的HJ信号的 带宽与OFDM系统的CU的归一化带宽N的大小，可以选择确定G的大小；例如，PU信号的带 宽越窄，G可以取越大的值，并且此时SNR增益也越大，反之，G可以取越小的值，SNR增益也 越小。并且，如果在进行能量检测前，估计PU信号使用的信号频率f。与PU信号的标准频 率f的差（f-f。）越小（即剩余频率越小)，也即PU信号使用的信号频率估计越准确，那么G 可以取越大的值，反之G取值则更小。
[0049] 应当理解，FFT的大小指FFT的输入点数；FFT的输出点数等于输入点数，代表在 频率里的子载波数。
[0050