专利名称：具有降低的功率消耗的用于照明放电管的倒相器电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种在液晶显示器单元等中使用的用以照明放电管的倒相器电路，更具体地，涉及一种具有高功率效率的倒相器电路。
背景技术：
在一些传统的用以照明放电管的倒相器电路中，谐振电路可以由在变压器次级侧的漏电感以及在作为负载连接的放电管中的寄生电容形成，同时变压器的初级侧可以由这样形成的谐振电路的谐振频率来驱动。这样的倒相器电路的一个实例如美国专利No.6114814中所公开的。通过谐振频率驱动其初级侧的这种传统倒相器电路包括了在变压器的初级侧在电压和电流上的相差，因此不能取得良好的功率效率。
为了解决以上描述的问题，公开号为No.2003-168585的日本专利申请公开了一个用以放电管的倒相器电路，其中变压器是由一个频率范围来驱动的，在该范围中变压器的初级侧在电压和电流上的相差小，因此提供了高的功率效率，因此变压器的功率效率得以提高。该公开在上述公开号为No.2003-168585的日本专利申请中的用以放电管的倒相器电路包括变压器，其中通过在放电管中的寄生电路容和辅助电容形成谐振电路；和H-电桥电路，其中该变压器的初级侧由比该谐振电路的串联谐振频率低的频率驱动，并且其中的在变压器初级侧的电压和电流中的相差落在了从它的最小值起的预定范围内，因此提高了功率效率。
在用于液晶电视(TV)(该液晶电视是液晶显示器(LCD)单元的一个实例)的用以放电管的倒相器电路中，提供的电压范围从12到24V。例如，在结合上述在公开号为No.2003-168585的日本专利申请中公开的倒相器电路所描述的、以及使用了漏磁通型变压器的单独驱动倒相器中，是由5.0V的电源电压来操作用于构成该倒相器电路控制部分的倒相器控制IC，以及是由12到24V的电压来操作具有FET、用以驱动变压器由此照明放电管的H-电桥(H-bridge)电路。
近来，液晶电视在其屏幕尺寸上不断增加，有8到24个放电管被用在了一个液晶电视上，与此同时放电管的尺寸也在增加，如1300mm。这样的结果使得在功率上的消耗增加到180W。因此，对于大尺寸的液晶电视，它的倒相器电路和它的放电管对其主要的功率消耗负责，因此要求倒相器电路在效率上进一步改进，以降低它的功率消耗。
为了解决以上所描述的对用以放电管的倒相器电路的提供效率的要求，提供了一种倒相器电路，其中，提供给该H-电桥电路用来照明放电管的电压从传统的12到24V升压到，例如，120V。因为在FET中的电流能由于在倒相器电路中的供给电压的增加而降低，因此由于在FET导通阻抗的损耗能被降低，同时也由于在变压器的初级绕组中流过的电流能被降低，因此铜损耗能被降低。这样，它的效率就提高了。此处，两个借债电压包括一个是提供给H-电桥电路用来照明放电管的120V，另一个是提供给倒相器控制IC的5V。H-电桥电路FET的耐压必须增加，同时要求高栅源(gate source)电压来驱动具有高耐压的FET。例如，如果H-电桥的FET耐压被设定在200V，那么该H-电桥的FET的栅源电压就必须是10V或更高。因此，如果按照它所提供的来使用，则该FET就不能被提供给倒相器控制IC的5V电压驱动，同时所提供的电压必须被放电泵、引导(bootstrap)电路、或升压(step-up)直流-直流的转换器来升压，以便适时地驱动该FET。
然而，提供如前面所述的放电泵、引导电路、或升压直流-直流转换器使得电路的结构变得复杂，同时增加了元件的数量。同时，另外一个问题是在用来操作H-电桥的振荡电路的频率与另一个用来操作升压电路的频率间存在差别，这就在倒相器控制IC的基准电压中产生了干扰，这样防碍了电路操作的稳定性。
发明内容
本发明根据以上的问题而做，本发明的一个目的就是提供一种用以照明放电管的倒相器电路，其具有简单的结构，能使电路稳定操作，同时其进一步提高了效率，因此降低了功率消耗。
为了达到以上的目的，根据本发明的一个方面，一种用以照明放电管的倒相器电路包括变压器，其具有通过放电管的寄生电容形成的谐振电路；H-电桥电路，其用来以满足以下条件的频率来驱动变压器的初级侧，该频率比谐振电路的串联谐振频率低，且在该频率上在变压器初级侧的电压和电流中的相差落入到在从其最小值起的预定范围之内；逻辑电路，其用来基于振荡电路的输出信号产生用来驱动H-电桥电路的选通信号；和升压电路，其用来基于振荡电路的另一输出信号来升压DC电源电压，且将升压的DC电源电压提供给逻辑电路作为用以产生选通信号的电源电压。这样，该升压电路就不需要专用于它的振荡电路，从而降低了元件数量，因此H-电桥电路的高耐压FET就能通过能具有降低成本的简单电路来进行控制。因此，给H-电桥电路的电源电压能被增加，因此能使流动在FET中的电流降低，这样，就降低了由于具有简化电路的FET导通阻抗上的损耗。同时，由于变压器的升压率能被降低，使得在变压器初级侧的电流就能被降低，且因此铜损耗也能被降低，因此改善了效率，并降低了功率消耗。而且，由于一个振荡电路被提供作为公共使用，因此防止了在基准电压中产生的干扰，这样取得了稳定的电路操作。
在本发明的一个方面中，该振荡电路可以通过放电管的寄生电容以及与该放电管并联连接的辅助电容形成。因此，所需的振荡频率能很容易地根据该辅助电容得到。
在本发明的一个方面中，该升压电路可以包括误差放大器，其用来根据升压电路的输出电压来输出电压；和PWM电路，其用来根据从基于来自振荡电路输出信号的误差放大器所输出的电压来输出具有脉冲宽度的脉冲电压。因此，恒定并稳定的电压能很容易地输出。
在本发明的一个方面中，该升压电路可以进一步包括和该PWM电路连接的慢启动电路。因此，防止了在升压电路的输出产生的过渡性过压。
在本发明的一个方面，提供在升压电路中的该慢启动电路可以具有比启动H-电桥电路的慢启动电路更短的上升时间。因此，该逻辑电路能平稳地上升，且因此连接到该逻辑电路的H-电桥电路也能平稳地上升。
同时，在本发明的一个方面，该倒相器电路可以进一步地包括保护电路，其用来在当在提供有放电管的变压器的一侧检测到非正常情况时停止升压电路的操作。
而且，由于基准电压电路用来给电路提供电路所需的基准电压，因此能提供一个防故障的稳定的倒相器电路。同时，在根据本发明的倒相器电路中，该变压器是以比谐振频率低的频率驱动，因此避免了高次频率的影响，这样就能更容易地设计变压器。
图1是根据本发明的一个实施例的用以照明放电管的倒相器电路的框图；图2一视图，是示出当在如图1中的倒相器电路的次级侧形成谐振电路时变压器初级侧的频率导纳/Y/的特性，并显示了在如图1中的倒相器电路中的电压和电流的相差为θ的频率特性；
图3是在如图1的倒相器电路中的升压电路的框图；图4是使用在图1的倒相器电路中的升压电路和PWM电路中的各自慢启动电路的输出信号的波形图；图5A到5E是在图1中的倒相器电路的操作时序表；图6A到6F是在图1中的倒相器电路的选通信号的操作时序表；图7是在图1中的倒相器电路中保护电路操作的解释性图。
具体实施例方式
本发明的优选实施例将在以下结合附图加以描述。
根据本发明的实施例用以放电管的倒相器电路框图显示在图1中。为了更容易理解，将首先对以下情况进行描述，其中端子28a的预定电压Va没有施加到误差放大器11的反向输入端子11a，因此轻微的调制不会发生。
振荡电路4的三角波7的输出被输入到PWM电路8。用以背后照明液晶显示器(LCD)的放电管被放置在变压器1的次级侧所提供的LCD单元2中(在实践中，使用多个放电管和变压器，但其中为解释的目的仅仅示出了其中各一个)，同时它的电压9a通过将在放电管9中流过的电流转变成电压的电流-电压转换器电路10被输入到前述的误差放大器11的反向输入端子11a。通过在放电管9中的寄生电容3、并联连接到放电管的电容31和32、以及变压器1的漏电容而形成串联的振荡电路。电容31和32的功能是作为用于寄生电容3的辅助电容。
误差放大器11根据放电管9的电流输出到PWM电路8和输出电压12，且该PWM电路8比较三角波7和误差放大器11的输出电压12，并输入脉冲信号13到计数器电路14。
慢启动电路34向该PWM电路8输出用以相当轻微升压的启动驱动信号56的输出信号，因此防止了在启动时瞬时过压的产生。
作为振荡电路4输出信号的三角波7是由电阻器5和电容6的值所确定，且与三角波7同步的振荡电路4的输出脉冲信号16被输入到计数器电路14和15，以及逻辑电路29。根据振荡电路4的输出脉冲信号16以及计数器电路14和15的输出脉冲信号，由从升压电路100所提供的10V电源电压76所供电的逻辑电路29产生具有10V的脉冲振幅的选通信号18，19，20和21，其被输入给H-电桥电路17。
H-电桥电路17被构造成使得包括有PMOS(A1)和NMOS(B2)的串联电路以及包括有MOS(A2)和NMOS(B1)的串联电路彼此并联连接，并根据选通信号18，19，20和21来进行操作。用来照明放电管9的120V的DC电源电压Vb通过在H-电桥电路17中的具有10V脉冲振幅的选通信号18，19，20和21被转换，并通过变压器1照明放电管9。
因此，当脉冲串电路(burst circuit)22不操作因此不允许将来自端子28a的预定电压施加给误差放大器11的反向输入端子11a时，光没有被调制，并且放电管9的电流被输入到反向输入端子11a，因此放电管9被反馈控制并被照明。
参考图2，由A表示的在频率内的AC电流流在变压器1的初级端初级侧，且在图1所示的用于照明放电管9的高功率效率范围内完成恒流控制。
现将讨论有关升压电路100的操作。
升压电路100升压了5V的DC电源电压Vcc，且提供升压的DC电压给逻辑电路29作为前述的电源电压76。作为从振荡电路4的输出信号并被用于控制H-电桥电路17的三角波7也被输入给升压电路100。
参考图3，被施加给升压电路100的前述5V DC电源电压Vcc通过由晶体管73所形成的升压型三角波电路来进行升压，用以操作三角波7、电感74和二极管77，接着由电容78使其平滑进入10V的DC电压，且从升压电路100输出作为用于逻辑电路29的DC电源电压76。
在升压电路100中，PWM控制是通过使用误差放大器71和PWM电路72来执行，且能取得恒定电压输出。升压电路100的输出电压由电阻81和82检测，并通过误差放大器71与基准电压Ve比较，接着该误差放大器71根据升压电路100的输出电压来输出电压。在PWM电路72中，误差放大器71的输出与与从振荡电路4输出的三角波相比较，且其脉冲宽度被反馈控制的脉冲信号从PWM电路72输出。此脉冲信号使晶体管73经历切换，因此输出恒定电压的DC电源电压76。这样，逻辑电路29提供有电源电压76，并因此能输出高电压信号的选通信号18，19，20和21，其能驱动使用在H-电桥电路17中的 高耐压FET。
由于从振荡电路4输出的三角波7被共用于控制H-电桥电路17和升压电路100，并被这两个电路共享，因此升压电路100不需要具有专用于它的独立振荡电路，这样就简化了升压电路100的电路。而且，由于H-电桥电路17和升压电路共享使用从振荡电路4输出的三角波7，因此两个电路的操作频率彼此一致，由此避免当操作在彼此的频率时发生在基准电压中的干扰，从而消除了不稳定的电路操作且确保了稳定的电路操作。
慢启动电路75向PWM电路72输出信号，以命令在升压电路100的操作的开始处相对轻微地升压，从而防止从PWM电路72输出的脉冲信号具有太大带宽，由此防止在升压电路100的输出产生过渡性过压。
参考图4中所示分别用于升压电路100和PWM电路8中的慢启动电路75和34的输出信号的波形图，在图1所示的倒相器电路中，用于升压电路100中的慢启动电路75的上升时间T1被设定为比用在PWM电路8中的慢启动电路34的上升时间T2短，以便允许逻辑电路29仅仅在电源电压76被稳定后通过慢启动电路34上升，因此逻辑电路29能稳定地上升，因此连接到逻辑电路29的H-电桥电路17也能稳定地上升。
执行放电管9的照明控制的脉冲串电路(burst circuit)22的操作将参考图1和5A到5E进行描述。参考图1，该脉冲串电路能以两种模式之一建立一种模式是电阻23将其阻值设定成预定值或以上，因此输入到DUTY端子24a的预定的脉冲信号24是从该脉冲串电路22输出作为第一脉冲串信号25b(参考图5D)；而另一种模式是电阻23将其阻值设定成比预定值低，因此由电阻23和电容26所确定的三角波电压27(参考图5B)与输入到DUTY端子14a的DC电压36(参考5B)作比较，从而输出第二脉冲串信号(脉冲波)25a(参考图5C)。
当来自脉冲串电路22的第一脉冲串信号25b是“H”时，晶体管28导通，使得误差放大器11根据在放电管9中的电流向PWM电路8输出输出电压12，因此H-电桥电路17的输出(参考5E)是基于图5A所示的三角波而形成，其将放电管9置于操作中。当来自脉冲串电路22来的第一脉冲串信号25b是“L”时，晶体管28被断开，从而使得误差放大器11的反向输入端子11a被拔高到提供给端子28a的预定电压Va，从而误差放大器11被置于非操作，使得H-电桥电路17停止它的操作，这使得放电管9置于非操作。这样，通过该第一脉冲串信号25b使得该放电管9 通过该第一脉冲信号25b间歇操作，并执行了照明控制。在这种连接中，当第二脉冲串信号25a被使用时，放电管9以相同的方式控制的照明，这就允许有选择的使用第一和第二脉冲串信号25b和25a。
选通信号18(参考图6B)和19(参考图6C)(其两个都通过来自升压电路100的电源电压76在逻辑电路29中形成，且它们都具有10V的脉冲振幅)分别通过计数器电路14和15以及逻辑电路29在三角波7的每个上峰值18u和19u(参照图6A)交替上升，且在三角波7与误差放大器11输出信号12的每个交叉点18d和19d(参照图6A)处交替下降。PMOS(A1)和PMOS(A2)的栅极通过具有10V脉冲振幅的选通信号(gate signal)18和19分别上升和下降。
而且，选通信号20(参照图6D)和21(参照图6E)(其两个都通过来自升压电路100的电源电压76而在逻辑电路29中形成，并都有10V的脉冲振幅)通过计数器电路14和15以及逻辑电路29分别在三角波7的每个下峰值20u和21u(参照图6A)交替上升，且分别在三角波7与误差放大器11输出信号12的每个交叉点20d和21d(参照图6A)处交替下降。NMOS(B1)和NMOS(B2)的栅极通过具有10V脉冲振幅的选通信号20和21分别上升和下降。
参照图6B到6E，通过延迟电路35预定的时间t1，选通信号21和20分别在选通信号18和19后上升，且参照图6F，选通信号18和19分别在选通信号21和20后下降。因此，PMOS(A1)/PMOS(A2)和NMOS(B1)/NMOS(B2)不能同时导通。这样，不允许PMOS(A1)/PMOS(A2)和NMOS(B1)/NMOS(B2)同时导通的选通信号18，19，20和21能容易地通过三角波7和输出电压12而形成。
用于电压反馈的误差放大器51将输入到反向输入端子51a放电管9的施加电压信号55与预设的值Vc进行比较，且根据施加给放电管9的电压来向保护电路50和PWM电路8输出输出电压。该保护电路50合并了比较器电路(未示出)，向该比较器电路输入有来自误差放大器51的用于电压反馈的输出电压52，以及来自与变压器1次级侧串联而提供的电阻57的电流信号53。所施加的电压信号55被形成为使得被安置在变压器1输出侧电容31和32的连接处的电压被电阻58和59所分压。
用以电压反馈的误差放大器51在当所施加的电压信号55被输入到它的反向输入端子51a时，将所施加的电压信号55预设值Vc与进行比较，且输出输出电压52给PWM电路8，且施加给放电管9的电压是反馈控制的。因此，例如，当放电管9没有连接或不良地连接时，可将开路电压定义为预设值。而且，当放电管9没有连接或不良地连接时，在变压器1次级侧的电压碰巧显示的是非正常值。在这种情况中，输入到保护电路50的、用于电压反馈的误差放大器51的输出电压52以及放大器输出电流信号53与保护电路50的比较器电路(未示出)的基准电压相比较，且如果误差放大器51的输出电压52或变压器输出电流信号53超出了基准信号，那么就使逻辑电路29停止其操作，由此防止到放电管9过流和到变压器1的过压。进一步地，该保护电路50在当误差放大器11的输出电压12被输入时，其功能是防止到放电管9的过流以及到变压器1的过压。这样，当在具有放电管9的变压器1的一侧检测到非正常情况时，该保护电路50停止逻辑电路29的操作，因此防止了对变压器1和相关电路的损坏。在这样的连接中，该保护电路50适于仅仅在当电压超出了由内置定时器所预定的值时用于停止逻辑电路29的操作，由此这防止了发生当由于某种原因使得瞬时施加了过压时逻辑电路29的操作被错误地停止的情况。
参考图7，电源电压Vcc被提供到升压电路100，振荡电路4，PWM电路8，误差放大器11和51，保护电路50，和基准电压电路90。被提供到基准电压电路90的电源电压Vcc被转变成更低的基准电压Vc和Ve，且当基准电压Ve被输入到升压电路100时，基准电压Vc被输入到误差放大器11和51，以及保护电路50。
当保护电路50在具有与放电管9连接的变压器1的一侧检测到一些异常时，使得逻辑电路29停止其操作，因此防止了对变压器1和相关电路的损坏。特别地，必须使该H-电桥电路17(对其提供有用以照明放电管9的120V的电源电压Vb)绝对无误地停止其操作。在这点上，该保护电路50在当检测到提供有放电管9的变压器的一侧有一些异常时，停止了基准电压电路90的操作，由此将输入到升压电路100的基准电压降低为零电压，这停止了从升压电路100到逻辑电路29提供的电源电压76的输出，从而导致停止了逻辑电路29的操作。因此，H-电桥电路17的操作能无误地可靠地停止。
在根据本发明的倒相器电路中，排除H-电桥电路17，变压器1，和放电管9，该电路还可以倒相控制IC来构成。
虽然本发明结合其中的特定实施例进行了说明和解释，但可以理解的是，本发明并不所限其中而包括在所附权利要求的范围中的所有改变和修改都是可能的。
权利要求
1.一种用以照明放电管的倒相器电路，该倒相器电路包括a)变压器，其具有通过放电管的寄生电容形成的谐振电路；b)H-电桥电路，其用来以满足以下条件的频率来驱动变压器的初级侧，该频率比谐振电路的串联谐振频率低，且在该频率上在变压器初级侧的电压和电流中的相差落入到在从其最小值起的预定范围之内；c)逻辑电路，其用来基于振荡电路的输出信号产生用来驱动H-电桥电路的选通信号；和d)升压电路，其用来基于振荡电路的另一输出信号来升压DC电源电压Vcc，且将升压的DC电源电压提供给逻辑电路作为用以产生选通信号的电源电压。
2.根据权利要求1的用以照明放电管的倒相器电路，其中该振荡电路是通过放电管的寄生电容以及与该放电管并联连接的辅助电容形成。
3.根据权利要求1的用以照明放电管的倒相器电路，其中该升压电路包括误差放大器，其用来根据升压电路的输出电压来输出电压；和PWM电路，其用来根据从基于来自振荡电路输出信号的误差放大器所输出的电压来输出具有脉冲宽度的脉冲电压。
4.根据权利要求3的用以照明放电管的倒相器电路，其中该升压电路进一步包括和该PWM电路连接的慢启动电路。
5.根据权利要求4的用以照明放电管的倒相器电路，其中提供在升压电路中的该慢启动电路具有比启动H-电桥电路的慢启动电路更短的上升时间。
6.根据权利要求1的用以照明放电管的倒相器电路，其中该倒相器电路进一步地包括保护电路，其用来在当在提供有放电管的变压器的一侧检测到非正常情况时停止升压电路的操作。
全文摘要
本发明公开了一种具有降低功率消耗的用以照明放电管的倒相器电路。该倒相器电路包括变压器，其具有通过放电管的寄生电容形成的谐振电路；H－电桥电路，其用来以满足以下条件的频率来驱动变压器的初级侧，该频率比谐振电路的串联谐振频率低，且在该频率上在变压器初级侧的电压和电流中的相差落入到在从其最小值起的预定范围之内；逻辑电路，其用来基于振荡电路的输出信号产生用来驱动H－电桥电路的选通信号；和升压电路，其用来基于振荡电路的另一输出信号来升压DC电源电压(Vcc)，且将升压的DC电源电压提供给逻辑电路作为用以产生选通信号的电源电压。
文档编号H05B41/24GK1578577SQ20041006369
公开日2005年2月9日 申请日期2004年7月16日 优先权日2003年7月18日
发明者铃木伸一 申请人:美蓓亚株式会社