专利名称：驱动状态检测电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及驱动状态检测电路，特别是涉及检测交流驱动的被驱动体的驱动状态的驱动状态检测电路。
背景技术：
冷阴极荧光管(CCFLCold Cathode Fluorescent Lamp)用作例如液晶显示器的背景光源。冷阴极荧光管由驱动系统交流驱动。驱动系统中设有用于检测冷阴极荧光管的驱动状态并保护冷阴极荧光管的保护系统。
目前，上述保护系统检测冷阴极荧光管的外加电压或供给电流的最大值，从而检测冷阴极荧光管的状态。此时，对冷阴极荧光管的外加电压或驱动电流进行峰值保持，通过该峰值保持值输出直流最大值。(例如参照专利文献1、专利文献2)。
特开平6-267674号公报[专利文献2]特开2002-134293号公报发明内容然而，现有的冷阴极荧光管状态检测电路，对冷阴极荧光管的施加电压或驱动电流进行峰值保持，通过该峰值保持值输出直流最大值。因此，需要峰值保持电路等附加电路，存在结构复杂等问题。
本发明是针对上述问题而形成的，目的是提供一种可以不需要设置附加电路、利用简单的结构检测被驱动体的状态的检测电路。
本发明，提供一种驱动状态检测电路，用于检测交流驱动的多个被驱动单元21、22，其特征在于，具有分别检测多个被驱动单元21、22中所流交流电流的电流检测单元Rs1、Rs2、Rs3、Rs4、D1、D2；输出电流检测单元Rs1、Rs2、Rs3、Rs4、D1、D2检测的多个交流检测信号当中最大的交流检测信号的最大值输出单元91；将所述最大值输出单元91的输出信号乘以系数的乘系数单元94；将电流检测单元Rs1、Rs2、Rs3、Rs4、D1、D2检测的多个交流检测信号与各个乘系数单元94的输出信号进行比较，并输出与各被驱动单元21、22的状态相对应的状态信号的比较单元95、96；对比较单元95、96的多个状态信号进行逻辑合成的逻辑合成单元99，以及根据逻辑合成单元99的输出生成驱动状态检测信号的输出单元100。
另外，还具有生成与最大值的下限值相对应的基准电压的基准电压生成单元93，以及比较最大值输出单元91的输出结果和基准电压生成单元93生成的基准电压之间的大小、根据比较结果输出状态信号并供给逻辑合成单元99的第2比较单元92。
再者，其特征在于，还具有检测施加在多个被驱动单元21、22上的电压的电压检测单元Rs1、Rs2、Rs3、Rs4、15；生成与施加在多个被驱动单元21、22上的电压的上限值相对应的基准电压的第2基准电压生成单元98；以及比较电压检测单元Rs1、Rs2、Rs3、Rs4、15所检测的电压和第2基准电压生成单元98生成的基准电压的大小、根据比较结果输出状态信号并供给逻辑合成单元99的第3比较单元97。
其特征在于，输出单元100在逻辑合成单元99的输出在规定时间为规定状态时使驱动状态检测信号反相。
另外，其特征在于，输出单元100，具有电容器C21；为电容器C21充电的充电单元111；根据逻辑合成单元99的输出使电容器C21放电的放电单元M11；以及根据电容器C21的充电电压使驱动状态检测信号反相的输出电路112、113、M12。
其特征在于，多个被驱动单元21、22，由冷阴极荧光管构成。
另外，上述参照符号毕竟是参考，并不会因此而限定权利要求的保护范围。
依据本发明，利用构成多个输入晶体管、电流反射镜电路、输出晶体管的晶体管的开关特性，可以选择输出输入信号当中的最大电平的信号。
图1表示本发明一个实施例的结构框图；图2所示为驱动IC13的结构框图；图3所示为PWM控制部61的结构框图；
图4所示为保护电路62的结构框图；图5所示为保护电路62的动作说明图；图6所示为保护电路62的动作说明图；图7所示为最大值输出电路91的结构框图；图8所示为最大值输出电路91的动作说明图。
图中1冷阴极荧光管点灯系统11冷阴极荧光管部 12共振电路 13驱动IC 14保护IC15保持电路 16基准电压源21、22冷阴极荧光管对 31、32、41、42冷阴极荧光管61PWM控制部 62保护电路C1、C2电容器91最大值输出电路 92、95～97、112比较放大器94乘系数电路 98基准电压源 99AND门 100输出电路101平均值电路 D1、D2二极管121、221电流源具体实施方式
在本实施例中说明在冷阴极荧光管点灯系统中使用最大值输出电路的情况。首先说明冷阴极荧光管点灯系统。
系统结构图1表示本发明一个实施例的结构框图。
本实施例的冷阴极荧光管点灯系统1，例如是用作液晶显示器的背景光源等的系统，它由冷阴极荧光管部11、共振电路12、驱动IC(集成电路)13、保护IC(集成电路)14、峰值保持电路15、基准电压源16和电容C1、C2构成。
冷阴极荧光管部11，被做成并列配置冷阴极荧光管对21、22的结构。冷阴极荧光管对21被做成2个冷阴极荧光管31、32并列配置的结构，而冷阴极荧光管对22被做成2个冷阴极荧光管41、42并列配置的结构。
冷阴极荧光管31、32、41、42的一端与共振电路12连接。冷阴极荧光管31、32的另一端通过检测电阻Rs1、Rs2接地，冷阴极荧光管41、42的另一端通过检测电阻Rs3、Rs4接地。
冷阴极荧光管31、32、41、42与共振电路12一起构成共振电路，当其两端施加规定频率，例如50KHz的电压时，流有驱动电流而被点亮，施加频率比规定频率低或者比规定频率高，例如施加100KHz的电压时，熄灭。
驱动IC13向共振电路12提供规定频率的驱动信号。共振电路12由电容器、变压器等构成，由这些电容、电感等构成共振电路，与驱动IC13供给的驱动信号发生共振，将驱动功率供给并施加到冷阴极荧光管部11上。
驱动IC13图2所示为驱动IC13的结构框图。
驱动IC13由压控振荡电路51、起动电路52、误差放大器53和电压控制电路54构成。
压控振荡电路51的控制端子Tcnt上连接有起动电路52、误差放大器53、电压控制电路54以及端子T4。压控振荡电路51，从输出端子Tosc输出与控制端子Tcnt的施加电压对应的频率的振荡输出。
压控振荡电路51的输出端子Tosc，与驱动IC13的输出端子T1连接，压控振荡电路51的振荡输出，从输出端子T1输出到共振电路12。
起动电路52，控制压控振荡电路51的控制电压，以便在接入电源等时快速点亮冷阴极荧光管31、32、41、42。
误差放大器53的反相输入端子上连接有端子T2，同相输入端子上连接有端子T3。保护IC14将平均值信号供给端子T2，基准电压源将基准电压供给端子T3。误差放大器53输出与平均值信号和基准电压源之差对应的电压。误差放大器53的输出在被供给压控振荡电路51的控制端子Tcnt的同时，还被供给端子T4。
电压控制电路54上连接有端子T5。端子T5与保护IC14的端子T14连接，由保护IC14供给停止信号。电压控制电路54利用保护IC14供给的停止信号使压控振荡电路51的控制端子Tcnt固定在高电平上。此时，电压控制电路54，当将其输出固定在高电平上时，将输出维持在高电平上，直到通过切断电源等进行复位。
端子T4连接到保护IC14的端子T15和电容器C1的一端。压控振荡电路51，控制由电容器C1的充电电压施加到控制端子Tcnt上的控制电压，从而控制振荡频率。
保护IC14保护IC14如图1所示，由PWM(脉冲宽度调制)控制部61和保护电路62构成。PWM控制部61是根据冷阴极荧光管31、32、41、42的亮度对驱动IC13中的压控振荡电路51的振荡状态进行PWM控制的电路。
PWM控制部61图3所示为PWM控制部61的结构框图。
PWM控制部61，由三角波生成电路71、比较放大器72、门电路73、模拟开关74、放电开关75、比较放大器76、电阻R11、R12、R13以及电容器C11构成。
从外部将用于决定亮度的设定亮度信号供给端子T17。供给端子T17的设定亮度信号被供给比较放大器72的反相输入端子。三角波生成电路71将三角波供给比较放大器72的同相输入端子。比较放大器72比较亮度信号和三角波，当三角波比亮度信号大时输出高电平，当三角波比亮度信号小时输出低电平。由比较放大器72生成与三角波的频率对应并且与亮度信号对应的脉冲宽度的脉冲。
比较放大器72的输出脉冲通过由电阻R11和电容器C11构成的延迟电路供给开关75，同时供给门电路73。开关75连接在端子T15和地之间，由将比较放大器72的输出脉冲延迟由电阻R11和电容器C11决定的时间后形成的脉冲进行切换。开关75在脉冲为低电平时断开，电容器C1充电，高电平时闭合，电容器C1放电。
门电路73使比较放大器72的输出脉冲反相后输入。并且，将比较放大器76的输出供给门电路73。门电路73输出比较放大器72的反相输出和比较放大器76的输出的AND逻辑。门电路73的输出供给模拟开关74。
模拟开关74，连接在端子T15和端子T16之间，根据门电路73的输出进行切换。模拟开关74，在门电路73的输出为高电平时闭合，使端子T15和端子T16之间短路，门电路73的输出为低电平时断开，使端子T15和端子T16之间断开。
比较放大器76的反相输入端子上连接有端子T16，同相输入端子上连接有电阻R12和电阻R13的连接点。电阻R12，一端与比较放大器76的同相输入端子连接，另一端与端子T15连接。电阻R13，一端与比较放大器76的同相输入端子和电阻R12的一端的连接点连接，在另一端上施加有电源电压Vdd。
比较放大器76，将电阻R12和电阻R13的连接点的电位与端子T16的电位进行比较，如果电阻R12和电阻R13的连接点的电位大于端子T16的电位，则使输出为高电平，如果电阻R12和电阻R13的连接点的电位小于端子T16的电位，则使输出为低电平。
以下说明PWM控制部61的动作。
首先，当比较放大器72的输出脉冲为高电平时，开关74断开，端子T15和端子T16之间断开。这样，电容器C1和电容器C2处于被切断状态。
然后，开关75，在由电阻R11和电容器C11延迟后处于高电平。这样，开关75在比较放大器72的输出处于高电平后略加延迟后闭合。开关75闭合，这样，与端子T15连接的电容器C1就放电。
一旦电容器C1放电，端子T15的电位降低。然后，三角波生成电路71输出的三角波减小、而当比较放大器72的输出为低电平时，由电阻R11和电容器C11略加延迟后，开关75断开。开关75断开，这样，电容器C1由驱动IC13的端子T4的电位充电。
通过电容器C1的充电，端子T15的电位上升。通过端子T15的电位上升，比较放大器76的同相输入端子的电位上升。
比较放大器76的同相输入端子的电位上升并且超过端子T16的电位，即电容器C2的充电电压时，比较放大器76的输出处于高电平。当比较放大器76的输出处于高电平时，门电路73的输出处于高电平、模拟开关74闭合。通过模拟开关74的闭合，电容器C1和电容器C2相连。这样，电容器C1和电容器C2处于与端子T4连接的状态。
这样，电容器C1的充电电压相对电容器C2的充电电压达到期望的电压时，模拟开关74闭合，电容器C1和电容器C2处于与端子T4连接的状态，从而可以防止电容器C1充电时的过冲。
然后，三角波生成电路71输出的三角波大于设定亮度信号、比较放大器72的输出处于高电平时，门电路73的输出为低电平，模拟开关74断开。通过模拟开关74断开，电容器C2上保持驱动IC13的端子T4的电位。另外，模拟开关74断开后，经过少许时间，开关75闭合，电容器C1放电。此时，因为是在模拟开关74断开后，所以电容器C2上仍保持端子T4的电位。
这样，可以根据比较放大器72的输出脉冲将驱动IC13的端子T4的电位控制为脉冲状。
驱动IC13，通过将端子T4的电位驱动为脉冲状，可以使压控振荡电路51的振荡频率在大约50kHz和大约100kHz之间间歇性变化。压控振荡电路51的输出振荡频率为50kHz时，共振电路12产生共振，冷阴极荧光管31、32、41、42点亮。压控振荡电路51的输出振荡频率为100kHz时，从共振电路12停止向冷阴极荧光管31、32、41、42的电力的供给，冷阴极荧光管31、32、41、42熄灭。
这样，向冷阴极荧光管31、32、41、42间歇性地供给电力，从而使亮度保持在一定水平上。
此时，在电容器C1充电时切换模拟开关74，控制电容器C1、C2之间的连接并使容量发生变化，这样，可以抑制在端子T4电位发生过冲。因此，可以使由端子T4的电位控制振荡频率的压控振荡电路51的振荡输出稳定。
保护电路62以下说明作为本发明特征的保护电路62。
保护电路62，是用于检测出冷阴极荧光管部11的施加电压和供给电流的最大值，来检知冷阴极荧光管部11异常的电路。
图4所示为保护电路62的结构框图。
保护电路62，由最大值输出电路91、比较放大器92、基准电压源93、乘系数电路94、比较放大器95、96、97、基准电压源98、与门99、输出电路100和二极管D1、D2构成。
从端子T12、T13将检测电压输入到最大值输出电路91。二极管D1被反向连接在端子T12与接地之间。二极管D2被反向连接在端子T13与地之间。
二极管D1、D2用作保护IC13的保护元件。二极管D1、D2对从端子T12、T13输入的检测电压进行半波整流。供给到端子T12、T13、由二极管D1、D2半波整流后的信号，被供给到最大值输出电路91。
最大值输出电路91，选择输出从端子T12供给的检测电压和从端子T13供给的检测电压当中较大的检测电压。
由最大值输出电路91输出的最大值信号，供给比较放大器92的同相输入端子和乘系数电路94。由基准电压源93将基准电压施加在比较放大器92的反相输入端子。基准电压源93产生的基准电压，被设定为最大值信号的下限值。
如果最大值输出电路91输出的最大值信号比基准电压源93产生的基准电压大，则比较放大器92使输出为高电平，如果最大值输出电路91输出的最大值信号比基准电压源93产生的基准电压小，则使输出为低电平。比较放大器92的输出供给与门99。
另外，乘系数电路94，使最大值输出电路91输出的最大值信号乘以0.8。即输出最大值的80％的信号。由乘系数电路94乘以0.8后的信号供给比较放大器95、96的反相输入端子。
在比较放大器95的同相输入端子，供给有供给端子T12的检测信号V12。如果检测信号V12比来自乘系数电路94的最大值80％的信号大，则比较放大器95将输出置为高电平，如果检测信号V12比来自乘系数电路94的最大值80％的信号小，则将输出置为低电平。
在比较放大器96的同相输入端子，供给有供给端子T13的检测信号V13。如果检测信号V13比乘系数电路94输出的最大值80％的信号大，则比较放大器96，将输出置为高电平，如果检测信号V13比乘系数电路94输出的最大值80％的信号小，则将输出置为低电平。比较放大器95、96的输出，供给与门99。
从端子T11将保持电路15的输出供给到比较放大器97的反相输入端子。保持电路15，保持检测电阻Rs1和检测电阻Rs2的连接点的最大电压以及检测电阻Rs3和检测电阻Rs4的连接点的最大电压。另外，基准电压源98将基准电压施加到比较放大器97的同相输入端子。基准电压源98产生的基准电压被设定为与最大驱动电压对应的电压。
如果保持电路15的输出电压比来自基准电压98的基准电压大，则比较放大器97，将输出置为低电平，如果保持电路15的输出电压比来自基准电压98的基准电压小，将输出置为高电平。比较放大器97的输出供给与门99。
将比较放大器92、95、96、97的输出供给与门99。与门99，输出比较放大器92、95、96、97的输出的与逻辑。与门99，在比较放大器92、95、96、97的输出全部为高电平时，输出高电平，当比较放大器92、95、96、97的输出当中的任何一个为低电平时输出低电平。将与门99的输出供给输出电路100。
输出电路100，由电流源111、比较放大器112、基准电压源113、电容器C21和晶体管M11、M12构成。
与门99的输出，供给晶体管M11的栅极。晶体管M11由n沟道MOS场效应管构成，采用源极接地、电容器C21与漏极-源极并联连接的结构。由电流源111将充电电流供给到晶体管M11的漏极和电容器C21的连接点。
晶体管M11，在与门99的输出为高电平时导通，在与门99的输出为低电平时截止。在晶体管M11截止的状态下，电流源111向电容器C21供给充电电流，电容器C21充电。另外，晶体管M11一旦导通，电容器C21上的充电电荷通过晶体管M11接地放电。这样，电容器C21，根据晶体管M11的导通/截止进行充放电。
电容器C21的充电电压，施加在比较放大器112的反相输入端子上。基准电压源113将基准电压供给比较放大器112的同相输入端子。如果电容器C21的充电电压比基准电压源113的基准电压大，则比较放大器112，将输出置为低电平，如果电容器C21的充电电压比基准电压源113的基准电压小，将输出置为为高电平。比较放大器112的输出供给晶体管M12的栅极。
晶体管M12由n沟道MOS场效应管构成，源极接地并且漏极与输出端子T14连接。晶体管M12在比较放大器112的输出为高电平时导通，低电平时截止。
保护电路62的动作图5、图6所示为保护电路62的动作说明图。图5(A)用于说明比较放大器92的动作，图5(B)用于说明比较放大器95、96的动作，图5(C)用于说明比较放大器97的动作。图6(A)表示比较放大器92的输出，图6(B)表示比较放大器95或96的输出，图6(C)表示比较放大器97的输出，图6(D)表示与门99的输出，图6(E)表示电容器C21的充电电压，图6(F)表示比较放大器112的输出，图6(G)表示端子T14的输出。另外，在图6中，期间T10表示通常动作时的状态，期间T20表示检测异常时的状态。
通常动作状态在通常动作状态下，最大值输出电路91的输出电压Vmax如图5(A)的实线所示，处于比基准电压源93产生的基准电压Vref1大的状态。因此，比较放大器92的输出为高电平。此时，比较放大器92的输出在如图5(A)所示最大值输出电路91的输出比基准电压源93产生的基准电压Vref1大的期间内为高电平，从而形成图6(A)所示的间断性脉冲波形。
另外，比较放大器95、96，将图5(B)虚线所示的最大值输出电路91输出电压Vmax的80％的电压V0.8与端子T12或T13的输出电压V12、V13进行比较，输出与其大小关系相对应的比较结果。这时，在通常状态下端子T12、T13的输出电压V12、V13，如图5(B)的二点点划线所示比电压V0.8大。此时，端子T12、T13的输出电压V12、V13以及与其进行比较的电压V0.8，为半波整流波形，产生大致半个周期的不确定期间。该期间为低电平时，形成图6(B)所示的间断性的脉冲波形。
再者，比较放大器97比较来自保持电路15的直流电压Vh和基准电压源98产生的基准电压Vref2，通常动作时，如图5(C)的一点点划线所示，电压Vh比基准电压Vref2小。因此，比较放大器97的输出为高电平。
因此，在通常状态下，在图6(A)所示的比较放大器92的输出为高电平的期间T11内，图6(A)、(B)、(C)所示的比较放大器92、95、96、97的输出全部为高电平。因此，在期间T11内，如图6(D)所示，与门99的输出为高电平。
在期间T11内与门99的输出为高电平时，晶体管M11导通，电容器C21的充电电压如图6(E)所示进行放电。在期间T11之外的期间内，与门99的输出为低电平，晶体管M11截止，因此电容器C21由电流源111充电。因此，如图6(E)所示，在期间T11间的时间内进行充电。
但是，因为期间T11在端子T12、T13的输出电压V12、V13的每个周期中出现，所以不会达到基准电压源113产生的基准电压Vref3。这样，电容器C21的充电电压总是基准电压Vref3以下，因此比较放大器112的输出如图6(F)所示总是为高电平。因此，端子T14的状态如图6(G)所示为低电平。
检测异常时在冷阴极荧光管部11的连接状态和点灯状态中出现异常并且最大值输出电路91的输出小于基准电压，即最大值信号的下限值时，比较放大器92的输出为低电平。
比较放大器92的输出为低电平时，在图6(D)的期间T20内，如实线所示，与门99的输出为低电平。在与门99的输出总为低电平时，如图6(E)所示，晶体管M11不会定期导通，因此电容器C21由电流源111充电。在电容器C21充电并且在时刻t20电容器C21的充电电压达到基准电压Vref3时，如图6(F)所示，比较放大器112的输出为低电平，如图6(G)所示，端子T14的状态处于高电平。
由于冷阴极荧光管部11的连接状态、熄灭等的异常使端子T12或端子T13的电压小于乘系数电路94的输出，即最大值信号的80％时，在图6(B)的期间T20内，如一点点划线所示，比较放大器95或96的输出维持低电平。
在比较放大器95或96的输出维持低电平时，在图6(D)的期间T20内，如实线所示，与门99的输出为低电平。与门99的输出总为低电平时，如图6(E)所示，晶体管M11不会定期导通，因此电容器C21由电流源111充电。电容器C21充电并且在时刻t20电容器C21的充电电压达到基准电压Vref3时，如图6(F)所示，比较放大器112的输出为低电平，如图6(G)所示，端子T14的状态处于高电平。
当冷阴极荧光管部11处于过电压状态、端子T11的电压大于基准电压源98产生的基准电压时，在图6(C)的期间T20内，如二点点划线所示，比较放大器97的输出常为低电平。比较放大器97的输出为低电平时，在图6(D)的期间T20内，如实线所示，与门99的输出为低电平。当与门99的输出为低电平时，如在图6(D)的期间T20所示，与门99的输出常为低电平。当与门99的输出常为低电平时，如图6(E)所示，晶体管M11没有定期导通，因此电容器C21由电流源111充电。当电容器C21充电并且在时刻t20电容器C21的充电电压达到基准电压Vref3时，如图6(F)所示，比较放大器112的输出为低电平，如图6(G)所示，端子T14的状态处于高电平。
端子T14为高电平，由此，驱动IC13可以检知异常状态。端子T14，与驱动IC13的端子T5连接，驱动IC13，在端子T5为高电平时，其电压控制电路54动作，使压控振荡电路51的振荡输出停止。
从端子T12、端子T13将检测信号V12、V13供给平均值电路101。平均值电路101，生成与检测信号V12、V13的平均值对应的信号并从端子T18输出。端子T18与驱动IC13的端子T2连接。
最大值输出电路91]以下说明最大值输出电路91。
图7所示为最大值输出电路91的结构框图。
最大值输出电路91，是选择输出供给端子T12和端子T13的检测信号当中的最大电平信号的电路，由双极型晶体管Q11、Q12、Q13、MOS场效应管M21、M22以及电流源121构成。
双极型晶体管Q11、Q12、Q13由NPN型晶体管构成。晶体管Q11、Q12例如由被设定为大致相同的特性的晶体管构成。
晶体管Q11构成输入晶体管，基极与端子T12连接，集电极与晶体管M21的漏极和栅极以及晶体管M22的栅极连接，并且发射极通过电流源121接地。晶体管Q11，从集电极引入与供给端子T12的检测信号对应的电流。
另外，晶体管Q12构成输入晶体管，基极与端子T13连接，集电极与晶体管M21的漏极和栅极以及晶体管M22的栅极连接，从集电极引入与供给端子T13的检测信号对应的电流。
晶体管Q13构成输出晶体管，集电极与晶体管M22的漏极连接，发射极通过电流源121接地。晶体管Q13中流有与晶体管Q11或晶体管Q12中的电流对应的电流。
晶体管M21、M22由p沟道MOS场效应管构成。晶体管M21的源极上施加有电源电压Vdd，栅极与漏极和晶体管M22的栅极连接。晶体管M22的源极上外加有电源电压Vdd，栅极与晶体管M21的栅极和漏极连接。晶体管M21、M22构成电流反射镜电路，从晶体管M22的漏极输出与从晶体管Q11或晶体管Q12的集电极引入的电流相对应的电流。晶体管M22的漏极与输出晶体管Q13的集电极和基极连接。
晶体管Q13的发射极通过电流源121接地。晶体管M22的漏极与晶体管Q13的集电极以及基极的连接点作为最大值输出。最大值输出电路91的输出供给比较放大器92和乘系数电路94。
图8所示为最大值输出电路91的动作说明图。图8(A)表示输入信号，图8(B)表示输出信号。
如图8(A)的期间T11所示，输入到端子T12的检测信号V12比输入到端子T13的检测信号V13大时，根据双极晶体管的对于基极·发射极间电压的集电极电流特性，晶体管Q11的集电极电流显示出与晶体管Q12的集电极电流相比足够大的特性。即，晶体管Q11的电流输出能力与晶体管Q12的电流输出能力相比足够大。
此时，因为从晶体管Q11、Q12的发射极由同一电流源121将电流引入，并且晶体管Q11的电流输出能力与晶体管Q12的电流输出能力相比足够大，因此电流几乎都从晶体管Q11的发射极引入电流源121。
晶体管Q11的集电极电流，由于由晶体管M21、M22构成的电流反射镜电路，晶体管Q13的集电极中也流有与晶体管Q11相同的电流。这样，如图8(B)所示，在晶体管Q13的基极上出现与晶体管Q11的基极相同的信号。
另外，如图8(B)的期间T12所示，输入到端子T13的检测信号V13比输入到端子T12的检测信号V12大时，根据双极晶体管的对于基极·发射极间电压的集电极电流特性，晶体管Q12的集电极电流显示出与晶体管Q11的集电极电流相比足够大的特性。即，晶体管Q12的电流输出能力与晶体管Q11的电流输出能力相比足够大。
此时，因为从晶体管Q11、Q12的发射极由同一电流源121引入电流，并且晶体管Q12的电流输出能力与晶体管Q11的电流输出能力相比足够大，因此电流几乎都从晶体管Q12的发射极引入电流源121。
晶体管Q12的集电极电流，由于由晶体管M21、M22构成的电流反射镜电路，晶体管Q13的集电极中也流有与晶体管Q12相同的电流。这样，如图8(B)所示，晶体管Q13的基极上出现与晶体管Q12的基极相同的信号。
这样，可以输出输入信号V12、V13当中较大的信号。另外，如本实施例所示，通过将双极晶体管用于输入输出用晶体管Q11、Q12、Q13，可以加大晶体管Q11和晶体管Q12间的与检测信号V12、V13对应的电流供给能力的差，从而可以正确地输出最大值。
另外，在本实施例中，是以检测冷阴极荧光管状态的电路为例进行了说明，但本发明的驱动状态检测电路，不局限于此，其要点在检测交流驱动的被驱动单元的状态的电路中一般皆可适用。
权利要求
1.一种驱动状态检测电路，用于检测交流驱动的多个被驱动单元的驱动状态，其特征在于，具有电流检测单元，其分别检测所述多个被驱动单元中所流的交流电流；最大值输出单元，其输出所述电流检测单元检测的多个交流检测信号当中最大的交流检测信号；乘系数单元，其使所述最大值输出单元的输出信号乘以系数；比较单元，其将所述电流检测单元检测出的多个交流检测信号分别与所述乘系数单元的输出信号进行比较，并输出与各被驱动单元的状态相对应的状态信号；逻辑合成单元，其对所述比较单元的多个状态信号进行逻辑合成；和输出单元，其根据所述逻辑电路的输出生成驱动状态检测信号。
2.根据权利要求1所述的驱动状态检测电路，其特征在于，还具有基准电压生成单元，其生成与最大值的下限值相对应的基准电压；和第2比较单元，其比较所述最大值输出单元的输出结果和所述基准电压生成单元生成的基准电压之间的大小，根据所述比较结果输出状态信号并供给所述逻辑合成单元。
3.根据权利要求1或2所述的驱动状态检测电路，其特征在于，还具有电压检测单元，其检测施加在所述多个被驱动单元上的电压；第2基准电压生成单元，其生成与施加在所述多个被驱动单元上的电压的上限值相对应的基准电压；和第3比较单元，其比较由所述电压检测单元所检测出的电压和由所述第2基准电压生成单元所生成的所述基准电压之间的大小，根据所述比较结果输出状态信号并供给所述逻辑合成单元。
4.根据权利要求1～3当中任何一个所述的驱动状态检测电路，其特征在于，所述输出单元，在所述逻辑合成单元的输出在规定时间、规定状态时，使驱动状态检测信号反相。
5.如权利要求4所述的驱动状态检测电路，其特征在于，所述输出单元，具有电容器；对所述电容器充电的充电单元；根据所述逻辑合成单元的输出使所述电容器放电的放电单元；和根据所述电容器的充电电压，使驱动状态检测信号反相的输出电路。
6.根据权利要求1～5当中任何一个所述的驱动状态检测电路，其特征在于，所述多个被驱动单元为冷阴极荧光管。
全文摘要
一种驱动状态检测电路，用于检测交流驱动的多个被驱动单元的驱动状态，具有分别检测多个被驱动单元中的所流交流电流的电流检测单元；由电流检测单元所检测出的多个交流检测信号当中最大的交流检测信号的最大值输出单元；将所述最大值输出单元的输出信号乘以系数的乘系数单元；将由电流检测单元所检测出的多个交流检测信号分别与乘系数单元的输出信号进行比较，并输出与各被驱动单元的状态相对应的状态信号的比较单元；对比较单元的多个状态信号进行逻辑合成的逻辑合成单元；以及根据逻辑合成单元的输出，生成驱动状态检测信号的输出单元。
文档编号H05B41/24GK1741382SQ20051000888
公开日2006年3月1日 申请日期2005年2月24日 优先权日2004年8月23日
发明者井上文裕, 枝村高次, 远藤直人 申请人:三美电机株式会社