能够减小无功电流振荡的电子镇流器的制作方法

专利名称：能够减小无功电流振荡的电子镇流器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种具有输入电容的电子镇流器，其具有升压变换器 以便在具有集成或寄生电感的相位控制调光器(Phasenanschnittdimmer )上驱动放电灯如低压放电灯。
技术背景用于驱动放电灯的电子镇流器在很多应用中都是公知的。通常该 电子镇流器包含整流电路用于对交流供电电压进行整流并且对通常称 为中间电路电容器的电容器充电。在该电容器上的直流电压用于向驱 动放电灯的变流器或逆变器(下面称为逆变器)供电。原则上逆变器 从经过整流的交流供电电压或直流供电电压中产生用于以高频电流运 行的放电灯的供电电压。类似的装置对其它灯类型也是公知的，例如 以卣素灯的电子变压器的形式。升压变换器电路可以用于减少放电灯的电网电流谐波。其具有存 储扼流圏、开关元件、二极管和中间电路电容器。该中间电路电容器 例如通过逆变器电路向放电灯供电。这种升压变换器如下工作电网交流电压在整流器中转换为脉冲 式的直流电压。在该脉冲式直流电压的供电电位和中间电路电容器之 间连接存储扼流圏和二极管。开关元件在接通状态中负责将存储扼流 圏中的电流一直升高到可调节的最大值，即断开电流阈值。二极管在 该开关元件断开之后将流入存储扼流圏的电流导向中间电路电容器。在EP1465330A2中描述了升压变换器在放电灯的镇流器中的使用。用于控制功率的相位控制调光器同样是公知的。相位控制调光器 向负载提供周期性的电网供电电压。但在每个半周期中该电网供电电 压要在可调节的时间之后才提供给负载。通常相位控制调光器包括一个三端双向可控硅开关元件作为控制 从供电电网到负载的电流的开关元件。利用这样的开关元件使得可以
从一个电网半波内的一个可调节的时刻开始从电网向负栽供应电流。 在相位控制调光器的输出端提供一个电压，该电压在第一时间段内、也就是在相位选通(Phasenanschnitt)中为0，而在第二时间段内基 本上等于调光器的输入电压。为了避免无线电干扰，很多相位控制调光器包括一个与开关元件 串联的电感。在相位控制调光器和电容负载之间可以额外地出现寄生 电感，即使在调光器中没有集成相应的元件，该寄生电感例如通过导 线电感引起。在这个含义下理解在下面的文本中提出的"相位控制调 光器中的电感"。发明内容本发明要解决的技术问题是提供一种用于可调光的放电灯的电子 镇流器，其在运行特性方面得到了改善。本发明涉及一种包括具有输入电容的升压变换器的电子镇流器， 用于在具有与电源串联作用的电感的相位控制调光器上运行，其特征 在于，该电子镇流器具有用于存储电子镇流器的供电电压的预测值的 装置，在该装置中在电源的一个电网半波期间存储供电电压在所述相 位选通结束之后的预测值，以通过在随后的一个电网半波中的加载过 程将输入电容在该相位选通结束之前最高调节到对应于存储在所述装 置中的值的电压。本发明的优选实施方式在从属权利要求中给出并在下面详细描 述。该公开既涉及本发明的方法类也涉及装置类。用于驱动放电灯的电子镇流器通常具有有效的输入电容。本发明 基于以下考虑电子镇流器的有效输入电容和与电源串联作用的相位 控制调光器的电感一起构成一个振荡电路，并且在该输入电容上可能 出现电压的过冲。这样的电压振荡可能在于相位控制调光器上运行时 干扰放电灯的电子镇流器的运行特性。具体地说，在相位选通结束时相位控制调光器中的开关元件进入 导通状态；此后镇流器的输入电容被充电到供电电压的瞬时值。输入 电容的这种充电通过相位控制调光器的电感进行，该电感确定了电流 的上升。输入电容上的电压首先达到供电电压的瞬时值，然后又超过 该瞬时值。其发生是因为相位控制调光器中的电感现在去磁了，并且电流保持在原始的电流方向上。如果相位控制调光器中的电感去磁而 且输入电容上的电压大于所施加的供电电压，则没有电网电流流过镇 流器，直到输入电容上的过电压通过放电消除为止。通常作为开关元件在相位控制调光器中使用的三端双向可控硅开 关元件需要一定的保持电流，也就是将该开关元件设置在导通状态 下，从而需要用于维持导通性的最小电流。如果缺乏该最小电流，则 三端双向可控硅开关元件又截止。如果短时间内没有电网电流流过相 位控制调光器，则可能三端双向可控硅开关元件从导通状态转换到截 止状态。上述无功电流振荡可能产生这样的电网电流中断。供电电压的瞬时值时形成。在此和在下面的文本中，"在相位选通结 束时的供电电压的瞬时值，，应理解为，镇流器上的供电电压在相位选 通结束时已经完全建立起来。如果输入电容上的电压在此时大于供电电压的瞬时值，则一直都 没有电流流过调光器，直到输入电容通过流过负载的电流放电到其电 压等于供电电压的瞬时值为止。但在这段时间内相位控制调光器中的 开关元件可以断开。因此在运行时要避免两种情况。镇流器的供电电压和镇流器的输入电容上的电压之间的差在相位 选通结束时越大，在调光器的电感上降落的电压就越大。在调光器的 电感充磁期间流过的电流在输入电容上的电压小于负载上的供电电压 时一直都在增加。在调光器中的电感充磁开始时减小该差值会降低该电感上最初的 电压。由此会减小对电感充磁并且产生输入电容上的电压过冲的相应 无功电流。为此通过在一个电网半波的相位选通结束之前的加载过程(充电 或放电过程)将输入电容加载到最多等于供电电压在相位选通结束时 的瞬时值。但是输入电容上的电压此时不应当超过供电电压的该值， 否则就不能保证连续的电网电流。供电电压在一个电网半波内的相位选通结束时的瞬时值事先是不 知道的。本发明因此具有一个存储装置，用于存储供电电压在相位选 通结束时的预测值，该预测值是从一个或多个先前的电网半波中获得 的。下面介绍这种存储装置的优选实施。供电电压在相位选通结束时 的瞬时值的预测值因此在下一个电网半波中用于对输入电容主动充电 或放电，使得输入电容上的电压最大达到所存储的值。优选的，本发明具有用于存储在一个或多个先前的电网半波中供 电电压在相位选通结束时的瞬时值的装置。但是，供电电压在一个先 前的电网半波的相位选通结束时的瞬时值不必与供电电压在随后的一 个电网半波的相位选通结束时的瞬时值相同，这更多地涉及供电电压 值的预测，如在上面解释的。如果已经存储了一个值的电网半波还没有位于太多的电网半波之 后，则可以假定所存储的值对于当前的电网半波来说非常近似。这是 因为相互连续的电网半波之间的相位选通的变化通常发生得比较緩 慢。如果输入电容恰好加载到供电电压在相位选通结束时的值，则最 有效地减小无功电流振荡。但是为了保证输入电容上的电压不会大于 相位选通结束时的供电电压，将输入电容加载到稍小于所存储的预测 值的电压值。在实际中有效的是，将输入电容上的电压调整为在相位选通结束时的供电电压的90 - 95 %。但是用从50%开始的值就已经可以工作 了。在本发明的优选实施方式中，在每个电网半波中重新存储相位选 通结束时的供电电压的预测值，并且分别用于随后的电网半波。优选的，所述存储装置存储供电电压在相位选通结束之后的一个 时间窗内的预测值。为此在本发明的优选实施方式中采用峰值采集电 路。该时间窗例如可以用于对电容器加载，但是与正弦供电电压的周 期持续时间相比非常短。所述时间窗优选这样设置，使得其在一个从相位控制调光器的导 通开始并在输入电容上的电压达到供电电压的瞬时值时结束的时间段 内打开和关闭。由此尤其是排除了存储一个大于在调光器导通时的供 电电压的值的情况。在对调光器和灯首次施加供电电压时不能排除无功电流振荡，因 为还没有存储预测值。但在几个半波之后达到稳定状态。在本发明的优选实施方式中，时间窗的长度通过单稳态触发器确
定。这通过来自电子镇流器的控制电路的信号启动，并且在给定的时 间之后再复位。例如电流开始流过升压变换器的存储扼流團可以触发 单稳态触发器的启动。单稳态触发器限定用于存储供电电压在相位选 通结束时的瞬时值的时间窗，例如借助通过单稳态触发器控制的开 关。时间窗在另一个优选的实施方式中借助由电容器和电阻组成的差 分器来预先给定。该差分器通过来自镇流器的控制电路的信号的边缘 启动。在该边缘之后在差分器的电阻上出现指数衰减之后的电压跃 变。指数衰减的时间常数通过差分器中的电阻和电容器的大小确定。 该指数衰减限定用于存储供电电压的瞬时值的时间窗。用于确定时间窗和存储供电电压在相位选通结束时的预测值的另一个优选实施方式基于以下关系在调光器中的电感充磁结束时，输 入电容上的电压的瞬时值等于供电电压的瞬时值。由于自从相位选通 结束以来供电电压几乎没有改变，因此输入电容上的电压大致等于供 电电压在相位选通结束时的瞬时值。调光器中电感充磁的结束时刻对 应于镇流器的输入电容上的电压的笫二导数的过零点，并且很容易确 定(如在图IO之后的实施例中所述)。在这种情况下可以存储此时镇 流器的输入电容上的电压作为预测值。优选的，本发明的实施方式具有比较装置。该比较装置将来自存 储装置的值与输入电容上电压的当前值比较。在相位选通结束之前， 比较装置控制升压变换器的控制电路，然后升压变换器相应地对输入 电容放电。如果例如输入电容上的电压大于所存储的值，则对输入电 容放电。在该实施例中具体描述了比较装置的输出信号如何用于控制 输入电容的加载过程。优选的，通过在相位选通结束之前启动升压变换器来对输入电容 放电。优选的，输入电容由中间电路电容器加载。为此可以用一个电阻 桥接连接在中间电路电容器的供电电位一端的接头和输入电容的供电 电位一端的接头之间的二极管。存在具有多个连接在中间电路电容器 的供电电位一端的接头和输入电容的供电电位一端的接头之间的二极 管的升压变换器的结构形式；在此可以桥接一个或多个二极管。为了将输入电容加载到存储在存储装置中的值需要一个控制装 置。如果不适合添加这样的控制装置，则可以首先由中间电路电容器 对输入电容剧烈地充电，使得输入电容上的电压在任何情况下都过 高。然后可以启动升压变换器以便对输入电容放电到期望的值(最多 等于预测值)。到此描述了如何通过在相位选通结束之前合适地充电或放电输入 电容来减小无功电流振荡。作为附加的按照本发明的措施，可以通过 用升压变换器适当调节电流的时间变化来减小无功电流振荡，由此可 以量化地额外降低对相位控制调光器中的电感加载的电流。会导致无 功电流减小的这两种可能性的镇流器还会更有效地减小无功电流振 荡。为了进一步减小无功电流振荡，在相位控制调光器中的电感去磁 期间通过升压变换器输入与在调光器中的电感去磁之后升压变换器的 运行相比间或提高的电流，也就是说在通过去磁限定的时间段内。"期 间"在整个文本中都用这个含义来理解。该电流对输入电容方文电，而 且输入电容上的电压又重新下降到供电电压瞬时值的水平。对输入电 容放电的电流必须大到足以在相位控制调光器中的电感完全去磁之前 消除输入电容上的电压过高。升压变换器可以在不同的运行模式下运行，其中首先要区分不连 续运行和连续运行。通常升压变换器一直在不连续模式下运行。也就 是说，升压变换器中的开关元件要在升压变换器的存储扼流圏完全去 磁以及不再有电流流过存储扼流圏时才会接通。在这种运行方式中开 关损耗最小。如果在存储扼流圏完全去磁之前都不能等到升压变换器中的开关 元件接通，则称为连续运行。也就是说，开关元件在低于流过存储扼 流圏的电流阈值一接通电流阈值一时接通。该接通电流阈值可以不同 程度地高，而且在升压变换器的每次循环中都采用另一个值。在优选的实施方式中，升压变换器在相位控制调光器中的电感去 磁期间用与升压变换器在相位控制调光器中的电感去磁之后的运行相 比间或提高的接通电流阈值运行。由此可以明显增大在该时间段中流 过升压变换器的电流。虽然通过这些措施升压变换器中的开关损耗有 时会增加，但是在这些电网半波期间的平均损耗不大。在最简单的情况下，在相位控制调光器中的电感去磁期间升压变
换器工作在连续运行模式下，在这段时间结束之后立即或者延迟地过 渡到不连续运行模式。上述实施方式尤其是还包含以下情况在相位控制调光器中的电 感去磁结束之后不是转换到升压变换器的不连续运行，而是以升压变 换器中开关元件的更小的接通阈值留在连续运行模式中。在另一个优选实施方式中，尤其是与上述措施组合地提高升压变 换器的开关元件在相位控制调光器的电感去磁期间的断开电流阈值。 利用该措施也可替换或补充连续运行地明显提高流过升压变换器的电 流。优选的，在相位控制调光器中电感的充磁期间减小或甚至中断流 过升压变换器的电流。这优选通过升压变换器的开关元件在电感充磁 期间的持续截止来进^f亍。由此不可能流过对输入电容^t电的电流。由 此可以减少相位控制调光器中电感的充磁，并由此将存储在电感中的 能量减少至最小值。在相位控制调光器的电感中存储的能量越少，输 入电容上的电压过高就越小。在本发明上述方面的其它优选实施方式中，通过将升压变换器的 断开电流阈值选择为与升压变换器在调光器的电感充磁结束时的运行 相比较小，来减小在相位控制调光器的电感充磁期间流过升压变换器 的电流。由此升压变换器吸收更小幅度的电流；流过相位控制调光器 的电感的平均电流由此可以调节得非常小，甚至消失。一个优选的实施方式具有用于以测量技术获取相位选通的结束、 相位控制调光器中电感去磁的开始以及该电感去磁的结束的电路装 置。这3个时刻确定两个相关的时间段，在本发明的该实施方式中在 这两个时间段期间引起输入电容上电压过高的降低。在相位选通结束 和输入电容上的电压等于供电电压瞬时值的时刻之间，相位控制调光 器中的电感i皮充磁；从该时刻起该电感净皮去磁。所述电路装置优选包括由两个差分器组成的串联电路，这些差分 器例如与输入电容并联连接。第二差分器的输出电压与输入电容上的 电压的第二导数一致并且具有以下特性该输出电压在相位控制调光 器的电感被充磁期间具有与该电感去磁期间不同的符号。由此确定两 个相关的时间段，并且可以将笫二差分器的输出信号用于调节升压变 换器的运行参数。
通常输入电容上的电压通过升压变换器功能而与一个高频的、比 较小的交流电压叠加。该高频振荡由笫一差分器去掉，第二差分器有 时不会提供有意义的结果。本发明的一个优选实施方式在于一个峰值采集电路借助峰值采集平滑输入电容上的电压的第一导数。由此提 高接下来的差分的质量。优选的，在相位控制调光器的电感去磁期间采用提高了升压变换 器中开关元件的接通电流阈值的升压变换器运行模式时，緩慢地过渡 到接下来具有较小的接通电流阈值的运行。也就是说，分布在升压变 换器的几个电流吸收周期上的升压变换器的开关元件的接通电流阈值 变得更小。由此可以进一步减小负载电流振荡。


下面借助实施例详细解释本发明。在此公开的各个特征还可以其 它对本发明重要的组合形式存在。以上和以下的描述涉及本发明的装 置类和方法类而无需再详细提及。图1示意性示出一个升压变换器作为具有前置相位控制调光器的 电子镇流器的部件。图2为根据现有技术的电子镇流器示意性示出供电电压UIN、负载 的输入电容上的电压UC、电网电流IN和流过升压变换器的平均电流 ILH。绘制出3个相关的时间段T1、 T2、 T3。图3为具有用于减小无功电流的第一装置的电子镇流器示意性示 出供电电压UIN、负载的输入电容上的电压UC、电网电流IN和流过升 压变换器的平均电流ILH。绘制出2个相关的时间段T1、 T2。图4示出用于根据图3减小无功电流振荡的第一电路装置。图5示出图4的电路装置的相关电压变化曲线。图6示出用于根据图3减小无功电流振荡的第二电路装置。图7为根据现有技术的电子镇流器示意性示出供电电压UIN、负载 的输入电容C上的电压UC、调光器的电感上的电压UL和电网电流IN。 绘制出3个相关的时间段T1、 T2、 T3。图8a、 b示意性示出在对输入电容C方文电和充电期间输入电容C 上的电压UC的变化曲线以及供电电压UIN。图9为具有用于减小无功电流的第二装置的电子镇流器示意性示
出供电电压UIN、负载的输入电容C上的电压UC、调光器的电感上的 电压UL和电网电流IN。绘制出3个相关的时间段T1、 T2、 T3。图10a示出用于存储预测值和将一个预测值与输入电容C上的电 压UC比较的电路装置。图10b示出图10a的电路装置的变形。图11示出图1的具有前置相位控制调光器的升压变换器电路的变形。
具体实施方式
图1示意性示出一个升压变换器作为具有前置相位控制调光器的 紧凑性荧光灯CFL的电子镇流器的部件。升压变换器通过电容器C、中间电路电容器CH、 二极管DH、存储 扼流圏LH和开关元件SH—在此是MOSFET—形成。通常升压变换器还包括未在此示出的用于控制开关元件SH的控制 电路。例如可以采用EP1465330A2中描述的控制电路。电子镇流器包含整流器GL，通过该整流器经过存储扼流圏LH和二 极管DH对中间电路电容器CH充电。该中间电路电容器例如通过逆变 器电路INV向紧凑性荧光灯CFL供电。该电路如下工作电网交流电压在整流器GL中转换为脉冲式直流 电压。该整流器GL在直流电压端与用于去掉无线电干扰的电容器C并 联。在正极引线中接入存储扼流圏LH。开关元件SH在接通状态时负责 将存储扼流圏LH中的电流一直升高到可调节的值。二极管DH在开关 元件SH断开之后将引入存储扼流圏LH中的电流导向中间电路电容器 CH。首先描述如何借助对流过升压变换器的电流ILH的时间变化的调 节来减小无功电流振荡。在图2中为根据现有技术的电子镇流器示出供电电压UIN、负载的 输入电容上的电压UC、电网电流IN和流过升压变换器的平均电流 ILH。绘制出3个相关的时间段T1、 T2、 T3。相位选通的结束限定了第一时间段Tl的开始。开始有电流IN从 供电电网流过调光器。电流IN的上升通过调光器的电感确定。输入电 容C上的电压UC增大。只要输入电容C上的电压UC等于供电电压UIN
的瞬时值，时间段T1就结束。在笫二时间段T2中通过相位控制调光器的串联电感L继续对输入 电容C充电。电感L的完全去磁限定时间段T2的结束。虽然在时间段 T2中输入电容C上的电压高于供电电压UIN，但是还继续流过电网电 流IN，因为相位控制调光器中的电感已经去磁并且保持IN在相同方向 的流动。在第三时间段T3中首先从输入电容C向电源返回一个较小的电流 IN，因为整流二极管在截止方向整流。通过流过升压变换器的电流ILH 输入电容C上的电压下降并接着达到供电电压的瞬时值。这一时刻对 应于时间段T3的结束。在上面描述的情况中，在时间段T3中会导致不会有电流IN流过。 其结果是当相位控制调光器使用三端双向可控硅作为开关元件时该相 位控制调光器断开。三端双向可控硅需要一定的保持电流来保持接 通。首先(图3至图6)介绍补充本发明的、用于减小无功电流的措施。 为了更好地理解而单独示出这些措施。这些措施与借助图7至图11解 释的本发明一起做用，并且改善了无功电流的减小。在图3中为具有用于减小无功电流的对流过升压变换器的电流 ILH的控制装置的电子镇流器示出供电电压UIN、负载的输入电容C上 的电压UC、电网电流IN和流过升压变换器的平均电流ILH。绘制出2 个相关的时间段T1、 T2。与图2的情况不同，在图3的电子镇流器中在时间段T1期间没有 电流ILH流过升压变换器，因为图1的升压变换器的开关元件SH长时 间截止。由此可以将相位控制调光器的串联电感的充磁最小化。在时间段T2中，在此期间相位控制调光器中的电感L去磁并且将 存储在电感中的能量传送给电容负载，就有电流ILH流过升压变换器。 电流ILH必须大到使得不会象在图2中那样剧烈形成输入电容C上短 暂的电压过高。为此必须在时间段T2中使得由ILH传输的能量大于在 时间段T2开始时存储在相位控制调光器的串联电感L中的能量。通过与不连续运行模式相反使得升压变换器间或在连续运行模式 中运行，可以提高时间段T2内的电流。通过图2和图3的比较，可以看出在本发明中流过升压变换器的
电流ILH在时间段T1中剧烈减小，而在时间段T2中剧烈增大。在T2 结束时在本发明中没有中断来自电源的电流IN。时间段T3取消了。相 位控制调光器没有断开。此外上面的结果还可以通过提高断开电流阈值来达到。如果升压 变换器用增大的断开电流阈值工作，则在电流吸收周期内有更大的平 均电流流过存储扼流團。为了不致于使存储扼流圏饱和，存储扼流圈 的参数必须设置为不同。图4示出用于采集时间间隔Tl和T2的边界的电路装置。负载的输入电容C与一个包括电容器C2和电阻Rl的串联电路并 联。电阻Rl与一个包括电容器C3和电阻R2的串联电路并联。R2和 C3之间的连接节点与阈值元件连接，该阈值元件具体地是两个施密特 触发器ST1和ST2，阈值元件的输出标记出时间段T1和T2。图5示出图4的电路装置的相关电压变化曲线。为了描述图5中的电压变化，假定跃变函数作为供电电压UIN。关 于供电电压UIN的该假定是对经过相位选通的供电电压在感兴趣的时 间刻度上的实际时间变化的良好近似。此外在下面的考察中忽略流过 升压变换器的电流ILH。该电流对于观察在相位控制调光器导通时的振 荡过程来说意义不大。图5在最上面的图中示出供电电压UIN和电容输入负载上的电压 UC的变化曲线。与图2、 3、 7、 9不同的是，电压UC不是作为线性函 数示意性示出，而是大致按照实际地示出。Rl上的电压UR1与加载输入电容C的电流成正比。这样设计Rl 和C2的参数，使得UR1与UC的时间变化的第一导数一致。在由R2和 C3组成的第二差分串联电路中，这样设计R2和C3，使得在电阻R2上 降落等于电压UC的时间变化的第二导数的电压。替换地，为了确定第一导数可以将电阻R1与输入电容C串联并弃 用电容器C2。在R2上的电压降等于施加在输入电容C上的电压UC的第二导数， 而且该电压降被输入施密特触发器。第一施密特触发器ST1产生输出 电压USTA1，该电压在时间段Tl中是一个正值。在时间段T1期间UC 的第二导数是正的。在Tl之外USTA1与参考电位一致。第二施密特触 发器ST2产生输出电压USTA2，该电压在时间段T2中是一个正值。在
时间段T2期间UC的第二导数是负的。在T2之外USTA2与参考电位一 致。输入电容上的电压UC可以与高频交流电压叠加。通过包括电容器 C2和电阻Rl的串联电路的差分，首先去掉高频交流电压分量。电压 UR1对后面的差分器来说可能不再能得到有意义的分析。图6示出相应改善的电路装置。第二差分器的电容器C3不再直接 与Rl和C2的连接节点连接，而是通过包括二极管Dl和电阻R3的并 联电路与该连接节点连接。这样确定该二极管的极性，使得电流从C2 通过该二极管流向C3，但是没有电流从C3流向C2。此外采用另一个 与包括C3和R2的串联电路并联的电容器C4。利用该峰值采集电路平 滑输入电容上的电压UC的第一导数。在电容器C4中通过二极管Dl存 储R1上的电压的峰值。通过R3可以对C4緩慢地放电。在图4和图6中描述的电路装置优选可以随着EP1465330A2的电 子镇流器一起采用，其中该电路装置在此与输入电容C (EP1465330A2 中的C1)并联。该电路装置控制升压变换器，使得在时间段T1中流过 LH的电流以及因此对输入电容^L电的电流最小。这可以这样来实现， 即开关SH长时间截止，而且是通过由EP1465330A2的升压变换器的控 制装置用来自本发明的电路装置的电压信号STA1来控制开关SH。相反在时间段T 2中应当有间或提高的平均电流IL H流过升压变换 器。为此可以通过EP1465330A2的控制装置改变升压变换器的运行方 式(在EP1465330A2中用BCC表示该控制电路)。正常情况下升压变换器运行在所谓的不连续模式中。开关SH总是 在升压变换器的存储扼流圏中不再有电流流过，即升压变换器LH恰好 完全去磁时才接通。开关损耗在该运行方式中最小。在该实施例中，升压变换器在时间段T2中运行在连续模式。连续 模式的特征在于，对开关元件SH的接通不像在不连续情况下等待那么 久，也就是说有电流连续地流过存储扼流圏LH。由此在时间段T2中流 过升压变换器的平均电流比正常运行时大。由于时间段T2与一整个电 网半波相比很短，因此所引起的更高的开关损耗平均起来变成很小 的、可忽略的大小。已证实，从连续模式向不连续模式的流畅过渡是有利的，因为由 此可以进一步降低电流振荡。"流畅过渡"在此意思是接通电流阈值
下降。只要开关SH的断开时间长到使得存储扼流圏LH可以完全去磁， 就出现不连续模式。断开时间按照期望可以进一步延长。借助图7在下面解释如何通过输入电容在相位选通期间的合适充 电或放电来减小无功电流振荡。与上面描述的用于减小无功电流振荡 的措施(根据图4和图6)—道，这些措施比在单独使用时更有效地减 小无功电流振荡。输入电容C在相位选通结束之前被充电或^t电到一 个合适的值，由此在调光器的电感充磁结束之后就已经消除或至少减 小了电压过高UC。剩下的无功电流振荡可以通过对流过升压变换器的 电流的合适控制来进一步降低。即使所有这些措施一起作用，也为了 更好的理解而将它们单独示出。在图7中与在图2中一样首先为了理解而为根据现有技术的电子 镇流器示出供电电压UIN、负载的输入电容C上的电压UC和电网电流 IN。此外还示出相位控制调光器的电感上的电压UL。绘制出与图2相 同的3个时间段T1、 T2、 T3。供电电压UIN、输入电容上的电压UC以及电网电流在时间段Tl、 T2、 T3中的变化曲线与图2的相同。电流IN的升高通过调光器的电感、输入电容C的大小以及调光器 电感上的电压UL确定。可以看到在相位控制调光器的电感上的电压 UL、输入电容C上的电压UC以及电网电流IN的峰值都很大。与向方丈电灯供电所需要的有功电流叠加的无功电流应当被减小。 该无功电流通过相位控制调光器中电感的充磁和去磁引起，并且在电 感的去磁期间T2对输入电容C继续充电，并导致电压过沖。流过相位控制调光器的电感的电流IN在输入电容C上的电压UC 小于供电电压UIN期间一直增加。在时间段T1中就是这样。在相位选 通结束之前(在时间段T1之前)对输入电容C加载，使得输入电容C 上的电压UC接近供电电压UIN在该相位选通结束时的瞬时值。由于 UL-UIN-UC，因此调光器的电感上的电压UL在该电感充磁开始时小于 没有对输入电容C合适加载时的值。由此流过调光器的电感的峰值电 流IN也比较小。理想情况下，电压UC在相位选通结束时等于供电电 压UIN的瞬时值。下面将展示将电压UC的值选择得更小在技术上是有 意义的。在该示例中，在供电电网的每个电网半波的相位选通结束时存储
供电电压的瞬时值；在精心挑选的存储时刻，所存储的值对应于供电 电压UIN在相位选通结束时的瞬时值。下面将描述相应的电路。然后 输入电容C在下个半波中在调光器的开关元件重新接通之前被加载到 接近(90% )在前面的电网半波中存储的值。在此可以假设，通过操 作人员进行的调光器的相位选通的更改在随后的电网半波中非常小。图8a和8b示意性示出在对输入电容C放电和充电到在前面的半 波中存储的供电电压值UIN期间电压UC的变化曲线。在对输入电容C 充电或放电时的电压UC的变化曲线以虚线示出，因为准确的变化曲线 并不重要。图8a示出输入电容C在相位选通结束之前放电的情况，图8b示 出输入电容C在调光器的开关元件接通之前充电的情况。它们如何进 行的将在下面描述。由此在两种情况下，输入电容C上的电压UC和供电电压UIN在相 位选通结束时的瞬时值之间的差值很小或几乎没有。在供电电压UIN首次施加在调光器和负载上时可能无法避免无功 电流振荡，因为还没有存储供电电压UIN的预测值。但在几个电网半 波之后该系统达到稳定的状态。图9为该实施例的其它特征示出供电电压UIN、输入电容C上的电 压UC、调光器的电感上的电压UL和电网电流IN。为了更好的理解仅 示出输入电容在相位选通结束之前的合适加载的效果。因此不需要借 助图3至图6解释的措施。输入电容C上的电压UC在相位选通结束时稍低于瞬时电压UIN的 值。可以看出，电网电流IN的峰值与图7相比明显更小。电感上的电 压UL的峰值同样更小。电网电流IN明显振荡得更少。在调光器的电 感去磁T3之后，与图7不同的是有连续的电网电流IN流过。本发明 防止低于调光器中开关元件的保持电流。图9示出输入电容C上的电压UC在相位选通结束时设置为一个 值，该值小于相应的供电电压瞬时值。由此可以保证在相位选通结束 时在任何情况下都有电流流向负载。预测供电电压UIN的瞬时值的另一个手段如下进行可以与电子 镇流器的输入端串联另一个元件，如一个电感。在相位选通结束时在 该元件上降落一个与差值UIN-UC成正比的电压，然后该电压可以在下
个电网半波中用于调节输入电容上的电压。图10a描述一种更为廉价和可靠的电路装置。该电路的任务是测 量电压UIN在相位选通结束时的瞬时值。此外该电路还要启动升压变 换器的控制装置以便对输入电容C进行上述加载。该电路包括单稳态触发器MF，其通过在相位选通结束时的一个信 号输入A启动。在单稳态触发器MF的输出端B给出两个状态之一。其 中一个状态告知单稳态触发器MF已经启动，而在其余时间里单稳态触 发器MF都采取另 一个状态。单稳态触发器MF的输出B施加在开关AS的控制输入端C上。开 关AS将信号AVIN从第二输入端D传递给一个输出端E，如果该输出端 E通过控制输入端C启动了的话。该信号AVIN与负载的输入电压UIN 成正比。开关AS的输出端E与二极管DS和电容器CS连接以采集峰值。电 容器CS在此与电阻RS并联。通过该电阻RS可以对电容器CS緩慢地 放电，如果要采集的峰值变小的话。电容器CS的放电时间只通过电容 器CS和电阻RS的参数确定。这样选择相应的时间刻度，使得该时间 刻度适合于通过操作人员来改变相位选通。将电容器CS上的电压输入比较器COM的第一输入端COM2。向比 较器COM的第二输入端C0M1输入与电压UC成正比的信号AVC。如果 输入端C0M1上的信号AVC小于另一个输入端COM2上的信号，则比较 器的输出COMA采取第一状态，如果COMl上的信号大于COM2上的信号 则采取第二状态。比较器COM的输出COMA例如可以与升压变换器的控 制装置连接。单稳态触发器MF被置位的时间窗的长度与供电电压UIN的周期持 续时间相比非常小。在最长的情况下单稳态触发器MF在调光器电感的 整个充磁期间(在时间段T1中)都保持置位。图10b示出如何借助包括电容器CT和电阻RT的差分器来预先给 定时间窗的长度。与单稳态触发器MF—样，通过一个信号输入在相位 选通结束时启动差分器。由此在电阻RT上出现指数衰减的电压跃变。 该指数衰减的时间常数是电阻RT和电容CT大小的乘积。电阻RT上电 压跃变的衰减持续时间预先给定一个其中开关AS保持接通的时间窗。可替换地，还可以借助图4或图6的一个电路装置来获取适用于
存储供电电压UIN的预测值的时间窗。调光器中电感的充磁T1结束的 时刻对应于输入电容C上电压UC的第二导数的过零点。该时刻通过信 号输出STA1和STA2示出并且确定该时间窗的结束。在这种情况下可 以存储直到该时刻为止的输入电容C上的峰值电压UC作为预测值。由 于从相位选通结束以来供电电压几乎没什么变化，因此此时输入电容C 上的电压UC等于供电电压UIN在相位选通结束时的瞬时值。图10a和图10b的电路装置可以向图4和图6的电路一样很好地 集成到EP1465330A2描述的升压变换器中。该升压变换器具有一个控 制电路BCC，该控制电路以及其它可以由图10a和图10b的电路装置 控制。此外对于该升压变换器还可以描述用于充电或放电输入电容C 的措施。调光器中的开关元件的接通时刻在EP1465330A2的升压变换器中 可以通过刚开始流过例如升压变换器的存储扼流團LH (EP1465330A2 中的L1)的电流获得。该刚开始的电流通过输入A触发单稳态触发器 MF。单稳态触发器MF在相位选通结束时一直到可预定的时间段(时间 窗)结束都通过输入C使开关AS接通。在开关AS接通期间，电容CS 通过二极管DS获得在输入端AVIN上施加的峰值电压。在输入电容C上的电压UC大于所存储的值期间，利用信号COMA 可以一直激活EP1465330A2的升压变换器。由此将输入电容C放电到 一个值，该值稍小于供电电压UIN在相位选通结束时的值。具体地说， 为此将信号导线COMA与升压变换器的控制电路BCC的一个元件连接。 在EP1465330A2的图5a中描述了一个触发器FF2，其可以借助比较器 COM的输出COMA置位，从而启动升压变换器。可替换地，输入电容C还可以通过一个并联的开关元件、如包括 一个晶体管和一个电阻的串联电路放电。该开关元件通过信号导线 C0MA控制，使得该开关元件导通并且对输入电容C放电。图11示出图1的具有前置相位控制调光器的升压变换器电路的变 形；额外有一个电阻RH与二极管DH并联。因此如果期望对输入电容C充电，如图8b所示，则可以用电阻RH 跨接二极管DH。由此可以在相位选通结束之前通过中间电路电容器对 输入电容C加载。为了将输入电容加载到存储在存储装置中的值，需 要一个控制装置。如果不合适添加这样的控制装置，则可以首先由中 间电路电容器强烈地对输入电容充电，使得输入电容c上的电压uc过 高。然后可以启动升压变换器，以便将输入电容c放电到期望的值。存在具有多个连接在中间电路电容器CH的供电电位和输入电容C 的供电电位之间的二极管的升压变换器的各种结构；在此可以跨接一个或多个二极管。
权利要求
1.一种包括具有输入电容(C)的升压变换器(LH，SH，DH，CH)的电子镇流器，用于在具有与电源串联作用的电感的相位控制调光器上运行，其特征在于，该电子镇流器具有用于存储电子镇流器的供电电压(UIN)的预测值的装置(DS，CS)，在该装置中在电源的一个电网半波期间存储供电电压(UIN)在相位选通结束之后的预测值，以通过在随后的一个电网半波中的加载过程将输入电容(C)在该相位选通结束之前最高调节到对应于存储在所述装置(DS，CS)中的值的电压。
2. 根据权利要求1所述的电子镇流器，其中所述存储装置(DS， CS)设计为存储在一个电网半波期间的供电电压(UIN)在相位选通结 束之后的瞬时值，其中所存储的值对应于所述预测值
3. 根据权利要求1或2所述的电子镇流器，其中所述存储装置 (DS， CS)设计为存储每个电网半波中相位选通结束之后的供电电压 (UIN)的预测值，并且所述镇流器设计为在每个随后的电网半波中将输入电容(C)在相位选通结束之前最高调节到对应于存储在所述装置 (DS， CS)中的值的电压。
4. 根据上述权利要求之一所述的电子镇流器，其设计为通过一个 峰值采集装置(DS， CS)存储供电电压(UIN)在相位选通结束之后的 一个时间窗内要存储的预测值。
5. 根据上述权利要求之一所述的电子镇流器，其设计为， 一个用 于存储供电电压(UIN)的预测值的时间窗在第一时间段(Tl )内打开 和关闭，该第一时间段介于相位控制调光器中的电感开始充磁和输入 电容(C)上的电压(UC)的瞬时值达到供电电压(UIN)的瞬时值之 间。
6. 根据权利要求4或5所述的电子镇流器，其具有单稳态触发器 (MF)，该单稳态触发器确定所述时间窗的持续时间。
7. 根据权利要求4或5所述的电子镇流器，其具有由电容器(CT) 和电阻(RT)组成的差分器(CT, RT)，其中该差分器在相位选通结 束时在其电阻(RT)上具有指数衰减的电压降，该电压降限定所述时 间窗。
8. 根据权利要求4或5所述的电子镇流器，其中所述用于存储供 电电压(UIN )的预测值的时间窗在相位选通结束时随着所述充磁(Tl ) 的结束而关闭，并且输入电容(C )上的峰值电压作为预测值存储起来。
9. 根据上述权利要求之一所述的电子镇流器，其具有比较装置 (COM)，该比较装置将存储在存储装置(DS， CS)中的值与输入电容 (C)上电压(UC)的当前值进行比较，并且该比较装置的输出(COMA)影响升压变换器的运行。
10. 根据上述权利要求之一所述的电子镇流器，其中用一个电阻 (RH)桥接至少一个连接在升压变换器的中间电路电容器(CH)的供电电位一端的接头和输入电容(C)的供电电位一端的接头之间的二极 管(DH)，从而该中间电路电容器(CH)可以在相位选通结束之前对 输入电容(C)充电。
11. 根据上述权利要求之一所述的电子镇流器，其中为了在相位 选通结束之前对输入电容(C)放电而启动所述升压变换器。
12. 根据上述权利要求之一所述的电子镇流器，其设计为在一个 电网半波内，在相位控制调光器中的电感去磁(T2)期间、时间上是 在相位选通结束之后调整升压变换器(LH， SH, DH， CH)的运行参数， 使得与升压变换器(LH， SH， DH， CH)在所述电感去磁(T2 )之后的 运行相比有间或提高的电流流过升压变换器。
13. 根据权利要求12所述的电子镇流器，其中所述升压变换器 (LH， SH， DH， CH)具有不连续运行模式和连续运行模式，而且在所述电感的去磁(T2)期间、时间上是在相位选通结束之后工作在连续 运行模式下，以间或提高流过升压变换器(LH， SH， DH， CH)的电流 (ILH)，在去磁(T2)之后的电网半波的其余时间里工作在不连续模 式下。
14. 根据权利要求12或13所述的电子镇流器，其中在相位控制 调光器中的电感充磁(Tl)期间、时间上是在相位选通结束之后，所 述升压变换器(LH， SH， DH， CH)中的开关元件(SH)截止。
15. —种集成了根据上述权利要求之一所述的电子镇流器的放电灯。
16. —种用于运行包括具有输入电容(C)的升压变换器的电子镇 流器的方法，该电子镇流器在具有与电源串联作用的电感的相位控制 调光器上运行，其中该电子镇流器具有用于存储电子镇流器的供电电压(UIN)的预测值的装置(DS， CS)，在该装置中在电源的一个电网 半波期间存储供电电压(UIN)在相位选通结束之后的预测值，以通过 在随后的一个电网半波中的加载过程将输入电容(C)在该相位选通期 间最高加栽到对应于存储在所述装置(DS， CS)中的值的电压。
17.根据权利要求16所述的方法，采用根据权利要求1至14中 任一项所述的镇流器。
全文摘要
本发明涉及一种具有输入电容的电子镇流器，其具有在具有集成或寄生电感的相位控制调光器上驱动放电灯如低压放电灯的升压变换器。输入电容上出现的电压过冲通过对该电容的主动充电和放电来减小。
文档编号H05B41/392GK101164391SQ200680013547
公开日2008年4月16日 申请日期2006年3月22日 优先权日2005年4月22日
发明者J·克雷特梅尔, K·费希尔 申请人:电灯专利信托有限公司