专利名称：高频加热电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于在高频加热装置的领域中抑制从紧接在磁控管的振荡之 后的不稳定状态产生的输入电流的过冲的控制，所述高频加热装置用于通过 驱动例如微波炉的磁控管来进行感应加热操作。
背景技术：
作为在普通家庭中采用的例如微波炉的高频加热烹饪装置中使用的电 源，考虑到电源的质量而希望有紧凑且重量轻的电源(以使其便于携带并且使 烹饪室较大，希望包含该电源的机械室的空间较小)。因此，电源已经通过引入切换电源而逐渐紧凑、重量轻和廉价，并且主要4吏用逆变电源(inverter power source)。此外，需要高输出，从而需要控制大电流的技术。尤其是，如何抑 制当辐射微波的磁控管从不振荡状态开始振荡时产生的输入电流的过沖是个 问题，因此提出了其控制系统(例如，参见专利文档1)。图9示出了用于驱动磁控管的高频加热的高频加热电源的电源(逆变电 源)的一个示例。用于高频加热的高频加热电源的电源包括dc电源1、 ^兹漏变 压器(leakage tmnsformer)2、第一半导体开关元件3、第一电容器5(緩沖电容 器)、第二电容器6(谐振电容器)、第三电容器7(平滑电容器)、第二半导体开 关元件4、驱动部分13、 Delon-Greinacher电路11和磁控管12。dc电源1对商业电源进行整流以便将dc电压VDC施加到第二电容器6 和磁漏变压器2的初级绕组8的串联电路。第一半导体开关元件3串联连接 到第二半导体开关元件4,并且第二电容器6和磁漏变压器2的初级绕组8 的串联电路与第二半导体开关元件4并联连接。第一电容器5与第二半导体开关元件4并联连接，并且起用于抑制在切 换期间产生的冲击电流(电压)的緩冲器的作用。在磁漏变压器2的次级绕组9 中产生的ac高电压输出在Delon-Greinacher电路11中^皮转换为dc高电压， 并且被施加到》兹控管12的阳极和阴极之间的部分。；兹漏变压器2的第三绕组 10将电流提供给磁控管12的阴极。第一半导体开关元件3和第二半导体开关元件4由IGBT和与其并联连 接的续流二极管(free-wheelingdiode)组成。应当理解，第一和第二半导体开关 元件3和4不限于这一种类，并且可以使用闸流晶体管、GTO开关元件等。驱动部分13在其中具有振荡部分，该振荡部分用于形成第一半导体开关 元件3和第二半导体开关元件4的驱动信号。在此振荡部分中，产生预定频 率的矩形波，并且DRIVE(驱动)信号被提供给第一半导体开关元件3和第二 半导体开关元件4。紧接在第一半导体开关元件3或第二半导体开关元件4 之一被关断之后，由于另一个半导体开关元件的两端处的电压为高，因此当 此时所述半导体开关元件被关断时，提供了峰形过电流以产生不必要的损耗 和噪声。然而，由于提供停滞时间(deadtime)使得关断操作一直被延迟到两端 处的电压减小到大约0V为止，因此可以防止产生不必要的损耗和噪声。应 当理解，在相反的切换操作期间实现相同的功能。省略由驱动部分13提供的DRIVE信号导致的每个模式的详细操作。作 为图9的电路结构的特征，即使在作为用于普通家庭的电源中的最高电压的 欧洲的240V时，在第一半导体开关元件3和第二半导体开关元件4中产生 的电压也与dc源电压VDC相同，即，240V^ = 339V。因此，即使在假设出现 诸如雷涌(lightning surge)或瞬时电压下降的异常时，对于第 一半导体开关元件 3和第二半导体开关元件4，也可以使用大约600V的廉价的耐压产品而不会 出现问题。此外，输入电流Iin和依赖于每个输出电平的参考电压(REF)由输 入电流恒定控制部分14控制，使得驱动部分13获得期望的输出电平。图10示出了通过逆变电源在输入电流Iin中的操作，从磁控管不振荡的 状态到磁控管振荡的状态。在横坐标轴中示出时间，并且在导通占空比(on duty)的纵坐标轴中示出输入电流Iin(A)和用于输入电流的控制信号(来自微计 算机的PWM信号)。当对从磁控管的不振荡到振荡的过程进行精细的分类时， 获得l)不振荡(起动模式)，2)振荡(起动模式)，和3)振荡(稳定模式)。最初， 在l)不振荡(起动模式)中，在磁控管不振荡的阻抗无穷大的状态下，输入电 流Iin仅轻微地流动。因此，应当理解没有获得PWM所示的期望的输入。 2)振荡(起动模式)是此时需要改善的部分。也就是说，这一部分是在紧接在振 荡之后的磁控管的不稳定状态下难以精确地控制输入电流的区域，并且如图 9所示，发现过冲。在3)振荡(稳定)模式中，可以说这一区域是能够实现稳定 的输入电流控制的区域。现在，图11示出了这种逆变电源电路中的谐振特性(利用电感L和电容 C形成谐振电路)。图11是示出当施加恒定电压时的工作频率的电流特性的 图，并且频率fO指示谐振频率。在逆变器的实际操作中，使用位于比频率f0高的频率fl至f3的范围内的电流-频率特性Il(实线部分)。即，在谐振频率f0时，电流I1最大。当频率范围朝着fl至f3变得更高 时，电流I1被减小得更多，这是因为当在fl至f3的范围内频率变得更低时， 该频率更接近谐振频率，提供给^t漏变压器的次级侧的电流增大。反之，当 频率变得更高时，该频率更远离谐振频率，磁漏变压器的次级侧的电流被减 小得更多。在用于驱动作为非线性负载的磁控管的逆变电源中，通过改变频 率来获得期望的输出。例如，可以以这样的方式来获得在LC电源中不能得 到的连续线性输出，所述方式即当使用200W输出时，在f3附近获得输出， 当使用600W输出时，在f2附近获得输出，当使用1200W输出时，在fl附 近获得输出。用于每个输出电平的操作频率由图9所示的驱动部分13提供， 然而，其内容(content)是由输入控制恒定电路部分14实现的，所述输入控制 恒定电路部分14控制被转换为将与每个输出电平的参考电压相同的电压的 输入电流。此外，由于使用ac商业电源，因此为了满足当在0。和180。的电源 相位附近不施加高电压时不振荡高频的磁控管的特性，在这一部分中，将逆 变器的操作频率设置为接近fl的频率，在所述频率中，谐振电流增大。因此， 可以提高磁控管施加的电压与商业电源电压的增压比，并且可以加宽发射无 线电波的传导角度。专利文档1: JP-A-2000-21559发明内容<本发明要解决的问题>然而，上述结构具有如下问题。也就是说，由于设置了当控制输入电流时充当参考的信号(REF)(使用来 自外部控制板的微计算机的用于输入电流的控制信号)，实际上提供给逆变电 源的电流被转换为电压并且被控制以便与上述参考信号REF相同，出现以下 问题在最大输出时，紧接在从磁控管的不振荡起的振荡之后的不稳定状态 下产生的输入电流的过冲增大。<解决该问题的手段>明提供了一种结构，该结构能够通过改变用于 磁控管的不振荡(起动模式)和振荡(稳定模式)中的输入电流的控制信号的 PWM设置值，来抑制紧接在振荡之后的过沖。在上述结构中，本发明可以抑制紧接在磁控管从其不振荡的状态开始振 荡之后的不稳定状态下的输入电流的过沖，避免将过载分别施加到多个部分， 并且实现磁控管的平稳振荡(从起动状态向稳定状态的转变)。此外，本发明还题。<本发明的优点〉根据用于高频加热的高频加热电源的电源，即使将稳定模式期间的PWM 设置值设置为最大输出值，输入电流也不需要被控制为包括紧接在振荡之后 的过冲的大电流。在磁控管转变为稳定状态之后，PWM设置值转变为实际的 稳定模式的PWM设置值，使得可以尽可能多地抑制输入电流的过冲。
图1是本发明第一实施例的用于驱动磁控管的逆变电源的示意框图。 图2是本发明第 一 实施例中的磁控管从不振荡到振荡的转变中的输入电 流特性图。图3是本发明第二实施例的用于驱动磁控管的逆变电源的示意框图。 图4是本发明第二实施例中的磁控管从不振荡到振荡的转变中的输入电 流特性图。图5是本发明第三实施例的用于驱动磁控管的逆变电源的示意框图。 图6是本发明第三实施例中的磁控管从不振荡到振荡的转变中的输入电 流特性图。图7是本发明第四实施例的用于驱动磁控管的逆变电源的示意框图。 图8是本发明第四实施例中的磁控管从不振荡到振荡的转变中的输入电 流特性图。图9是用于高频加热的高频加热电源的电源的电路框图。 图10是通常的磁控管从不振荡到振荡的转变中的输入电流特性图。 图11示出了当将恒定电压施加到逆变器谐振电路时的电流-工作频率特 性曲线图。<参考标号和参考标记的说明>l...dc电源2.."磁漏变压器3...第一半导体开关元件4...第二半导体开关元件5...第一电容器6...第二电容器7...第三电容器11…Delon-Greinacher电路12...磁控管13...驱动部分14...输入恒定控制电路101、 201、 301、 401…PWM设置部分102...不振荡/振荡判定部分103...起动/稳定判定部分104...脉沖宽度/电压转换部分104...光电耦合器具体实施方式
第 一发明提供了 一种用于高频加热的电源，其通过利用使用商业电源的 半导体开关元件执行高频切换操作来驱动磁控管，其特征在于，使用用于输 入电流的控制信号来抑制紧接在磁控管开始振荡之后的输入电流的过冲。第二发明提供了根据在权利要求1中限定的发明的用于高频加热的电 源，其特征在于，用于输入电流的控制信号在磁控管的不振荡(起动模式)和振荡(稳定模式)中设置不同的值。第三发明提供了根据在权利要求2中限定的发明的用于高频加热的电 源，其特征在于，在磁控管开始振荡之后，用于输入电流的控制信号的起动 模式的设置值逐渐改变为稳定模式的设置值。第四发明提供了根据在权利要求2或3中限定的发明的用于高频加热的 电源，其特征在于，用于输入电流的控制信号的起动模式的设置值是恒定的， 而与稳定模式的每个输出电平无关。第五发明提供了根据在权利要求3中限定的发明的用于高频加热的电 源，其特征在于，用于输入电流的控制信号的起动模式的设置值被设置为与用于确定是不振荡还是振荡(均在起动模式中)的IINTH阈值相同，然后当起 动模式的设置值转变为稳定模式中的设置值时被改变相同的倾度 (inclination),而与每个输出电平无关。根据上述结构，可以抑制紧接在磁控管从其不振荡的状态开始振荡之后 的不稳定状态下产生的输入电流的过沖，可以避免将过载分别施加到多个部 分，并且可以实现磁控管的平稳振荡(从起动状态向稳定状态的转变)。此外， 本发明还可以解决例如将在过沖时产生的过电压检测为异常电压所引起的停 止的问题。现在，将在下面通过参照附图来描述本发明的实施例。如上所述，本发 明具有一种结构，该结构可以通过改变用于磁控管的不振荡(起动模式)和振荡 (稳定模式)中的输入电流的控制信号的PWM设置值来抑制紧接在振荡之后 的过沖。图1、 3、 5和7中的REF输出信号之后示出的结构与图9的结构相 同。本发明不受这些实施例限制。(第一实施例)图1示出了本发明第一实施例的用于驱动磁控管的逆变电源的示意框 图。如上所述，由于在REF信号之后的结构与图9所示的通常结构相同，因 此在这里省略其解释。图1所示的PWM设置部分101在起动模式和稳定模式中设置不同的 PWM。不振荡/振荡判定部分102将IINTH信号与Iin信号相比较，以便将起 动模式切换为稳定模式。也就是说，IINTHMin被判定为不振荡，IINTH<Iin 被判定为振荡。在提供时间延迟之后，经由起动/稳定判定部分103将信号输 入到PWM设置部分101,以便确定将所输出的PWM信号设置为起动模式值 还是稳定模式值。在脉冲宽度/电压转换部分104中，以与PWM的导通占空比比率成比例 的形式将PWM信号转换为电压。例如，当PWM-85。/。时，可以将所述信号 设置为REF-6V和1000W输出的参考信号。当PWM-60。/。时，可以将所述 信号设置为REF-4.2V和700W输出的参考信号。图l中的光电耦合器105 被用作到具有不同的GND电势的逆变器侧和外部控制板(控制板)侧的隔离接 c 。图2示出了根据本发明的、通过用于驱动磁控管的逆变电源的操作而从磁控管不振荡的状态到磁控管振荡的状态的输入电流Iin中的输入电流特性 图。如图所示，在起动模式和稳定模式中PWM设置值的导通占空比改变， 从而抑制输入电流的过冲(权利要求1)。即，在紧接在磁控管的振荡之后的不 稳定状态期间，将PWM设置值的导通占空比设置为低水平，使得将输入电 流控制为低。在识别出磁控管转变为紧接在振荡之后的稳定振荡状态之后， 将PWM设置值设置为稳定模式中的正常的和期望的PWM设置值。这样， 即使当稳定模式中的PWM设置值是最大输出时，也抑制过冲以实现稳定起 动(权利要求2)。实际上，来自外部控制板的PWM信号被转换为与逆变电源中的导通占 空比成比例的参考信号REF,并且被传送给驱动部分，所述驱动部分用于通 过将该参考信号与借助于在输入恒定控制部分中将输入电流转换为等同的电 压而获得的信号进行比较来控制操作频率。此时，在REF端中使用电容器， 以便吸收如图2所示的导通占空比的突然改变。此外，在将PWM信号切换为振荡(起动模式)和振荡(稳定模式)时，提供 图2所示的IINTH阈值，以便根据输入电流是否超过该阚值来判定切换操作。 此外，紧接在输入电流超过IINTH阈值之后，由于不能确保磁控管的振荡的 稳定性，因此在逆变电源和外部控制板的通信中提供大约为PWM周期的几 倍长的时间延迟之后，将PWM信号切换为稳定模式的PWM设置值。作为要注意的起动模式中的PWM设置值的点，将通过所述设置值获得 的Iin值设置为大于IINTH阈值。否则，PWM信号不能被转变为稳定模式中 的PWM设置值。(第二实施例)图3示出了本发明第二实施例的用于驱动磁控管的逆变电源的示意框 图。如上所述，由于在REF输出信号之后的结构与图9所示的通常结构相同， 因此在这里省略其解释。在第二实施例的用于驱动^f兹控管的逆变电源中，如 图3所示，在PWM设置部分201中增加了起动到稳定控制。其它处理与第 一实施例的处理相同，并且利用相同的参考标号来指示与上述组件相同的组 件，并省略其解释。图4示出了第二实施例的输入电流特性图，其中，除了图l所示的系统 之外，还将PWM信号的设置值从起动模式逐渐改变为稳定模式。例如，当在起动模式中PWM设置值为30%时，在稳定模式中，PWM设置值为MAX 处的85%，并且以1%/ms而在55ms之后达到稳定模式的最终设置值。以这 样的方式，可以更多地抑制在第 一 实施例中示出的输入电流的过冲(权利要求 3)。(第三实施例)图5示出了本发明第三实施例的用于驱动磁控管的逆变电源的示意框 图。如上所述，由于在REF输出信号之后的结构与图9所示的通常结构相同， 因此在这里省略其解释。在第三实施例的用于驱动;兹控管的逆变电源中，如 图5所示，在PWM设置部分301中，起动模式的设置值被固定为30%的占 空比比率。其它处理与第一实施例的处理相同，并且利用相同的参考标号来 指示与上述组件相同的组件，并省略其解释。图6示出了第三实施例的输入电流特性图，其中，起动模式的PWM设 置值被固定，而不考虑与在第 一和第二实施例中示出的系统内的每个输出电 平相对应的稳定模式的PWM设置值。在此情况下，即使当稳定模式中的最 小输出值低于IINTH阈值时，也不需要专门地计算和设置起动模式中的PWM 设置值。可以观察到在第一实施例中描述的、要注意的起动模式中的PWM 设置值的点，并且，即使在稳定模式中的最大输出值的情况下，也可以仅一 次将起动模式中的PWM设置值设置为充分地抑制过冲的值。(第四实施例)图7示出了本发明第四实施例的用于驱动磁控管的逆变电源的示意框 图。如上所述，由于在REF输出信号之后的结构与图9所示的通常结构相同， 因此在这里省略其解释。在第四实施例的用于驱动磁控管的逆变电源中，如 图7所示，在PWM设置部分401中将起动模式的设置值设置为与IINTH阈 值相同的值。此外，将从起动到稳定的转变设置为A(MAC-IINTH)/20ms的固 定值。其它处理与第一实施例的处理相同，并且利用相同的参考标号来指示 与上述组件相同的组件，并省略其解释。图8示出了第四实施例的输入电流特性图，其中，将起动模式的PWM 设置值设置为与在上述第三实施例中示出的系统中的IINTH阚值相同的值。 此外，用于将PWM设置值改变为稳定模式中的PWM设置值的倾度是恒定 的，而与每个输出电平无关，以便消除复杂控制。通过适当设置倾度，不需 要在逆变电源和外部控制板的通信中提供如在第一实施例中描述的大约为PWM周期的几倍长的时间延迟，并且可以将PWM设置值立即转变为稳定模式中的PWM设置值。以这样的方式，在第四实施例中，可以实现更平滑地 抑制过沖的起始控制(权利要求4)。通过参考特定实施例详细描述了本发明，然而，本领域普通技术人员应 当理解在不背离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种改变或修改。 本申请基于2005年8月26日提交的日本专利申请第2005-245619号，并且 其内容作为参考而被合并于此。<工业应用性〉如上所述，根据用于高频加热的电源，即使将稳定模式期间的PWM设 置值设置为最大输出值，也不需要将输入电流控制为包括紧接在振荡之后的 过沖的大电流。在磁控管转变为稳定状态之后，PWM设置值转变为实际稳定 模式的PWM设置值，使得可以尽可能多地抑制输入电流的过沖。因此，可 以将用于高频加热的电源应用于各种逆变器电路。
权利要求
1.一种用于高频加热的电源，其通过利用使用商业电源的半导体开关元件执行高频切换操作来驱动磁控管，其中，使用用于输入电流的控制信号来抑制紧接在磁控管开始振荡之后的输入电流的过冲。
2. 根据权利要求1的用于高频加热的电源，其中，用于输入电流的控制 信号在磁控管的不振荡(起动模式)和振荡(稳定模式)中设置不同的值。
3. 根据权利要求2的用于高频加热的电源，其中，在磁控管开始振荡之 后，用于输入电流的控制信号的起动模式的设置值逐渐改变为稳定模式的设 置值。
4. 根据权利要求2或3的用于高频加热的电源，其中，用于输入电流的 控制信号的起动模式的设置值是恒定的，而与稳定模式的每个输出电平无关。
5. 根据权利要求3的用于高频加热的电源，其中，用于输入电流的控制 信号的起动模式的设置值被设置为与用于断定不振荡和振荡(均在起动模式 中)的IINTH阈值相同，然后当起动模式的设置值转变为稳定模式中的设置值 时被改变相同的倾度，而与每个输出电平无关。
全文摘要
可以提供一种用于高频加热的电源，其能够抑制在紧接在磁控管开始振荡之后的不稳定阶段中产生的输入电流过冲。可以将从磁控管(12)的不振荡到振荡的过程划分为不振荡(起动模式)、振荡(起动模式)和振荡(稳定模式)。问题在于紧接在振荡之后的不稳定状态。通过将此时的PWM设置值设置为低于稳定模式中的PWM设置值，可以抑制输入电流过冲，这是因为即使已经将稳定模式下的PWM设置值设置在最大输出值，也不可能控制为包含紧接在振荡之后的过冲的大电流，并且在磁控管进入稳定状态之后设置实际稳定模式的PWM设置值。
文档编号H05B6/66GK101258778SQ20068003128
公开日2008年9月3日 申请日期2006年8月25日 优先权日2005年8月26日
发明者城川信夫, 守屋英明, 木下学, 末永治雄, 酒井伸一 申请人:松下电器产业株式会社