专利名称：压电变压器驱动电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及压电变压器的驱动电路，该压电变压器多用作驱动液晶显示监视器背光等用的升压变压器。
背景技术：
近来，液晶显示监视器安装在摄录一体的VTR和数字摄像机等便携式小型摄像设备上。现在已经在用可制成薄型、高效且不产生磁力线的压电变压器代替以往所用的电磁变压器，作为驱动这种小型摄像设备的液晶显示监视器背光等中经常使用的冷阴极管的升压变压器。压电变压器是提供输入交变电压至压电元件的初级电极，利用压电效应使产生机械振动，而从次级侧电极取出以由压电变压器形状所决定的升压比放大的电压的一种电压变换元件。压电变压器不是利用线圈经磁能变压的方法，因而不产生漏磁通。为此，具有不向逆变器外部发出干扰的优点。此外，由于仅选择压电变压器外形尺寸所决定的谐振频率加以输出，具有输出波形接近正弦波，很少产生高频噪声的优点。再者，压电变压器是烧结陶瓷材料的无机物质，因而还具有不会有产生烟和火危险的优点。
图61表示压电变压器的一般特性，横轴表示输入电压频率(Hz)，纵轴表示检出值(dB)。
如图61所示，压电变压器具有谐振特性，从次级电极得到的输出值随输入至初级电极的交流电压频率而不同。因此，在压电变压器中，通过控制输入至压电变压器的交流电压频率，可把次级电极输出的电压调整成期望电平，以把背光辉度控制成恒定。这样，由压电变压器次级电极输出期望电平的电压，从而向冷阴极管施加稳定电压。这种压电变压器驱动电路的典型技术已在1994年11月7日(No.621)的日本月刊《日经电子设备》第147～157页中刊出。
下文，采用图62，简单说明上述已有技术的压电变压器的驱动电路构成。图62是上述已有技术的压电变压器驱动电路的构成框图。
图62中，压电变压器101是用于取得放大电压的变压元件。配置在压电变压器101前级的前置变压器即线圈变压器102是电磁变压器，是为弥补压电变压器101升压不足而设置的。向冷阴极管103施加压电变压器101输出的电压。电流检测器104检测流过冷阴极管103的电流并把它变换成电压信号。第1加法器107运算整流电路105输出的检测信号与外部输入的作为基准数据(基准电压)的辉度设定电压的电压差。作为滤波电路的积分器150对第1加法器107输出的电压差进行积分并变换成直流电压。
第2加法器180把积分器150输出的直流电压与决定电源接通时压电变压器101振荡频率的初始值相加，输出频率设定电压。V-F变换器190用与上述频率设定电压相应的频率产生振荡。在V-F变换器190中，设定成频率设定电压负时振荡频率变高、正时振荡频率变低。V-F变换器190还设定成电源接通时用比压电变压器101谐振频率足够高的频率产生振荡。功率晶体管构成的驱动电路110放大V-F变换器190输出的信号，驱动线圈变压器102。
如上所述构成的压电变压器101的驱动电路中，在电源接通时，V-F变换器190用比压电变压器101谐振频率高的频率产生振荡，并从压电变压器101次级电极输出比该谐振频率的电压电平低的电压。从该压电变压器101次级电极输出的电压加至冷阴极管103。
冷阴极管103中流过与施加电压成正比的电流，流过该冷阴极管103的电流在电流检测器104中变换成电压，进而在整流电路105中变换成大致直流的电压。
在上述构成中，在外部提供的基准电压是示于图61的特性曲线A点所示的电压、整流电路105得到的电压是图61特性曲线B点的电压时，第1加法器107输出的电压差为正。为此，V-F变换器190的输入电压渐渐上升，V-F变换器190输出的振荡频率开始降低。该动作使压电变压器101输出的电压其电平变大，流过冷阴极管103的电流增大。
另一方面，在整流电路105得到的电压是图61特性曲线C点的电压时，第1加法器107输出的电压差变负，从而V-F变换器190输出的振荡频率上升。该动作使压电变压器101输出电压的电平变小，流过冷阴极管103的电流降低。
如上所述，以往的压电变压器的驱动电路，对流过冷阴极管103的电流进行反馈，以控制振荡频率，使该电流值与外部提供的基准数据的电平相等，从而使背光辉度稳定。
作为稳定背光辉度的其它方法，有日本实开平4-58085号公报及实开平5-4779号公报中所揭示的方法。这些方法均是以压电元件为最高效率的谐振频率进行控制的方法。其原理是利用在谐振频率处压电元件次级得到的电压相位与电流相位的相位差为零这一点，检测两者相位差，以控制频率，使该相位差为零。这时输出电压固定为在谐振点得到的输出电压，因而背光辉度的调整方法通常是调整电源电压来进行调整的。
把这种以往的压电变压器驱动电路装载在摄录一体机或数字摄像机等小型摄像设备时，为了提高小型摄像设备的可搬动性，希望设备小型化，因而必须减少部件数，节省空间。但是，以往的压电变压器驱动电路，由模拟电路构成，难于减少部件数。
因而，压电变压器驱动电路在减少部件数这一点上希望数字化。可是，为了对模拟方式构成的以往的压电变压器驱动电路进行数字化，必须满足以下条件。
(1)为了得到控制压电变压器所需的频率精度，要有高频时钟。
(2)为了得到与模拟方式相同的电压检测性能，要有多位A/D变换器，需要昂贵的LSI。
对上述(1)、(2)条件具体说明如下。
对条件(1)作为通过数字处理生成压电变压器驱动脉冲的方法，有将时钟分频以取得希望频率的驱动脉冲的方法。在该时钟分频方法中，把冷阴极管的电流控制成预定范围(例如±1％)所需的时钟频率，简略地可由图61所示的表示压电变压器次级电极输出(dB)与驱动频率(Hz)关系的频率特性曲线导出。
在典型的压电变压器中，其谐振频率约为100KHz，控制的频率范围(比谐振频率高的频率侧)的平均频率灵敏度是相对于频率变化1KHz，电压值变化约为+100％至-50％。冷阴极管中流过的电流与压电变压器次级电极的电压成正比，因而为把流过冷阴极管的电流值抑制成约±1％，则压电变压器次级电极的电压必须抑制至约±1％。
如上所述，为把压电变压器的次级电极的电压抑制成约±1％，驱动脉冲频率的分辨率至少要约10～20Hz。在约100KHz附近，为得到10～20Hz的频率分辨率所需的时钟频率为500MHz～1GHz。如考虑辐射干扰和电力供给等因素，如此高的时钟频率是不实用的。
对上述条件(2)，为了把冷阴极管的电流控制成预定范围(例如，与上述同样为±1％)，需要检测精度为±1％以下的电流检测器。若进一步考虑电流检测器和整流电路的变动，还需要更高的检测精度。因而，为了把冷阴极管的电流控制在预定范围，最终需要8～9位A／D变换器。若这种变换器内设于LSI，则有使芯片面积变大且价格昂贵的缺陷。
本发明鉴于上述课题而提出，其目的在于提出一种可以低频时钟形成频率分辨率高的驱动脉冲且以简单低成本构成可检测适合于数字处理的电压的压电变压器的驱动电路。
发明揭示为了达到上述目的，本发明的一种压电变压器驱动电路，它包括馈入为供给冷阴极管而受控的电流并用驱动脉冲频率驱动的压电变压器；检测所述冷阴极管中流过的负荷电流的电流检测器；把从所述电流检测器得到的正弦波状的交流电压实质上变换成直流电压的整流电路；把所述整流电路中整流的电压信号变换成数字信号的A／D变换器；把所述A／D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路根据所述误差数据，把压电变压器驱动脉冲频率设定为M位数据(M为整数)的频率设定电路；分频电路，以预定分频比对预定频率的时钟进行分频，生成压电变压器驱动脉冲，并控制成在所述压电变压器的驱动脉冲N(N为整数)周期期间，所述分频比分散，N周期期间的平均分频比与N除所述频率设定电路输出的M位数据所得的商值实质上相等；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
根据上述构成的本发明，通过使驱动脉冲分频比分散，提高平均频率分辨率，可得到具有使冷阴极管辉度为期望值所需频率的压电变压器驱动电路。
本发明的另一种压电变压器驱动电路，它包括馈入为供给冷阴极管而受控的电流并用驱动脉冲频率驱动的压电变压器；检测所述冷阴极管中流过的负荷电流的电流检测器；把从所述电流检测器得到的正弦波状的交流电压实质上变换成直流电压的整流电路；把所述整流电路中整流的电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；根据所述误差数据，把压电变压器驱动脉冲频率设定为M位数据(M为整数)的频率设定电路；对预定频率的时钟进行分频以产生压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管；所述分频电路的分频比在预定周期期间分散，第A0·20+A1·21+……+An-1·2n-1(式中，A0、A1、……An-1所表示的Ax是0或1数值)周期的分频比，由所述频率设定电路输出的M位数据中的低端n位数据(B0·20+B1·21+……+Bn-1·2n-1式中，B0、B1、……Bn-1所表示的Bx是0或1数值)及高端m位数据C(C是十进制数)经下式(5)给出{A0·Bn-1+A0·A1·Bn-2+……+A0·A1……·An-2·An-1·B0}+C(5)式(5)中，“AX”表示“AX”的“非”(1为0，0为1)，在以后说明中上划线，均是该含义。
根据上述发明，使低频分量电平变小，可得到能抑制越是低频，辉度变化级越大这种常见的闪烁现象的压电变压器驱动电路。
本发明的另一种压电变压器驱动电路，它包括馈入为供给冷阴极管而受控的电流并用驱动脉冲频率驱动的压电变压器；检测所述冷阴极管中流过的负荷电流的电流检测器；把从所述电流检测器得到的正弦波状的交流电压实质上变换成直流电压的整流电路；以预定采样时钟，把整流的电压信号变换成数字信号的A/D变换器；以预定周期使所述A/D变换器的输出数据平滑的平滑电路；把所述平滑电路的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；
根据所述误差数据，把压电变压器的驱动脉冲频率设定成M位数据的频率设定电路；对预定频率的时钟进行分频以生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
根据上述本发明，具有即使低位A/D变换器，也能得到高的电压检测分辨率且能降低成本的重大效果。同时，不必设置大容量电容器，因而可减小部件体积，具有可使小型摄像设备更小型化的效果。
本发明的另一种压电变压器驱动电路，它包括馈入为供给冷阴极管而受控的电流并用驱动脉冲频率驱动的压电变压器；检测所述冷阴极管中流过的负荷电流的电流检测器；对所述电流检测器所得到的正弦波状的交流电压进行半波整流的半波整流电路；把半波整流的电压信号与预定基准电压进行比较并输出“H”电平或“L”电平数据的比较器；检测所述比较器输出数据的脉冲宽度的脉冲宽度检测电路；以预定周期使所述脉冲宽度检测电路输出的脉冲宽度数据平滑的平滑电路；把所述平滑电路的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘常数倍后输出作为误差数据的误差电压运算电路；把所述平滑电路的输出数据乘常数倍，并把压电变压器的驱动脉冲频率设定为M位(M为整数)数据的频率设定电路；对预定频率的时钟进行分频以生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
根据上述构成的本发明，由半波整流电路与比较器进行电压检测，从而可用简单且低成本构成，高精度检测电压，且对于压电变压器驱动电路数字化也有重大效果。
本发明另一种压电变压器驱动电路，它包括馈入为供给冷阴极管而受控的电流并用驱动脉冲频率驱动的压电变压器；检测所述冷阴极管中流过的负荷电流的电流检测器；把从所述电流检测器得到的正弦波状的交流电压实质上变换成直流电压的整流电路；把整流的电压信号与预定的基准电压进行比较，输出“H”电平或“L”电平数据的比较器；在预定期间对所述比较器输出数据进行计数的计数电路；以预定周期使所述计数电路输出的计数数据平滑的平滑电路；切换输出所述平滑电路的输出数据与所述计数电路输出数据的切换电路；把所述切换电路的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘常数倍后输出作为误差数据的误差电压运算电路；由所述误差数据，把压电变压器的驱动脉冲频率设定成M位(M为整数)数据的频率设定电路；对预定频率的时钟进行分频以生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
根据上述构成的本发明，通过采用比较器的简单构成，可使高精度电压检测值数字化，对压电变压器驱动电路数字化具有重大效果。
本发明另一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，它包括检测负荷电流的电流检测电路；把所述电流检测电路得到的正弦波状的电压变换成直流电压的整流电路；把整流电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；根据所述误差数据，把压电变压器驱动脉冲频率设定为M位数据(M为整数)的频率设定电路；以预定频率的时钟的正向沿进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；在所述时钟反向沿对所述分频电路的输出脉冲进行锁存输出的反向沿处理电路；切换所述分频电路输出的驱动脉冲与所述反向沿处理电路输出的驱动脉冲并加以输出的选择器；
用于驱动压电变压器的功率晶体管；其构成是所述分频电路的分频比在所述压电变压器驱动脉冲N周期期间分散，N周期期间的平均分频比与N除所述频率设定电路输出的M位数据所得的值实质上相等且N周期期间内的分频比的变动在1以下。
本发明另一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；把所述电流检测电路得到的正弦波状的电压变换成直流电压的整流电路；把整流电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；根据所述误差数据，把压电变压器驱动脉冲频率设定为M位数据(M为整数)的频率设定电路；以预定频率的时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；接收来自外部微机系统的电源电压信息，设定所述分频电路输出的驱动脉冲占空比的脉冲宽度设定电路；用于驱动压电变压器的功率晶体管。
本发明另一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；把所述电流检测电路得到的正弦波状的电压变换成直流电压的整流电路；把整流电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；在预定时间保持所述A/D变换器的输出数据，并根据与过去数据的比较进行压电变压器谐振点检测的峰值检测电路；根据所述峰值检测电路的输出数据，使所述误差数据极性反相的极性反相电路；把所述极性反相电路的输出数据加至上次频率设定值从而设定压电变压器驱动脉冲频率的频率设定电路；以适应所述频率设定电路的输出数据的分频比，对预定频率的时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
本发明另一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；把所述电流检测电路得到的正弦波状的电压变换成直流电压的整流电路；把整流电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；在预定时间保持所述A/D变换器的输出数据，并根据与过去数据的比较进行压电变压器谐振点检测的峰值检测电路；把所述误差数据与上次频率设定数据相加后输出的频率设定电路；切换所述频率设定电路的输出与前N次频率设定数据，并输出作为压电变压器驱动脉冲的频率设定数据的选择器；以适应所述选择器输出数据的分频比，对预定频率的时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
本发明另一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；检测压电变压器输出电压的电压检测电路；检测所述电流检测电路与电压检测电路所得到的正弦波状的电压中大的一方的电压值并变换成直流电压的整流电路；使所述电压检测电路的输出周期性地在预定期间阻断的阻断电路；把整流的电压信号变换成数字信号的A/D变换器；检测所述阻断电路导通时的A/D变换器的输出电压从而判定冷阴极管点亮的点亮检测电电路；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘常数倍后输出作为误差数据的误差电压运算电路；切换点亮状态的基准数据与启动时的基准数据，并输出所述基准数据的选择器；启动时设定初始频率，从下次起，把所述误差数据加至上次频率设定数据后输出的频率设定电路；以适应所述频率设定电路输出数据的分频比，对预定频率时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管；其构成是所述阻断电路导通时，使所述压电变压器驱动脉冲频率保持恒定。
本发明另一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；检测所述电流检测电路得到的正弦波状的电压并变换成直流电压的整流电路；把整流的电压信号变换成数字信号的A/D变换器；检测A/D变换器的输出电压从而判定冷阴极管点亮的点亮检测电路；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后输出作为误差数据的误差电压运算电路；启动时设定初始频率，从下次起，把所述误差数据加至上次频率设定数据后输出的频率设定电路；以适应所述频率设定电路输出数据的分频比，对预定频率的时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；对所述分频电路输出的驱动脉冲进行输出控制的输出使能电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管；再启动处理电路，若经预定时间后所述点亮检测电路还不判定点亮，则禁止所述输出使能电路，把所述频率设定电路输出的频率设定数据设定为初始频率，再次进行启动处理。
本发明另一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；
检测压电变压器输出电压的电压检测电路；检测所述电流检测电路与电压检测电路所得到的正弦波状的电压中大的一方的电压值并变换成直流电压的整流电路；使所述电压检测电路的输出周期性地在预定期间阻断的阻断电路；把整流的电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后输出作为误差数据的误差电压运算电路；启动时设定初始频率，从下次起，把所述误差数据加至上次频率设定数据后输出的频率设定电路；以适应所述频率设定电路输出数据的分频比，对预定频率的时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；对所述分频电路输出的驱动脉冲进行输出控制的输出使能电路；检测所述阻断电路导通时所述A/D变换器输出电压A与所述阻断电路阻断时所述A/D变换器输出电压B的异常检测电路；保护电路，具有下述功能输出复位信号，在所述输出电压B比预定电平小时，把所述频率设定电路的频率数据切换成预定期间初始频率且把所述输出使能电路切换成预定期间禁止；另一方面，在输出电压A比预定电平小而输出电压B在预定电平以上时，使输出使能电路禁止，停止输出；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
本发明另一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；把所述电流检测电路得到的正弦波状的电压变换成直流电压的整流电路；把整流电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后输出作为误差数据的误差电压运算电路；把所述误差数据箝定在预定范围中加以输出的箝定电路；把所述箝定电路的输出数据加至上次频率设定数据后输出作为压电变压器驱动脉冲的频率设定数据的频率设定电路；以适应所述频率设定数据的分频比对预定频率时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
根据上述构成的本发明，具有以下效果得到的压电变压器驱动电路确保高精度控制性能，同时能以简单且低成本构成把模拟检测电压变换成高精度数字信号，在驱动电路LSI化时，对改善成本指标作出重大贡献；对使小型摄像设备更小型化及降低成本也有显著效果。
本发明的新的特征完全记载在所附权利要求书中，但关于构成和内容这两方面，通过下文参照附图所作的详细说明，本发明其它目的和特征可得到更好的理解和评价。
附图概述
图1是本发明实施例1的压电变压器驱动电路的构成框图。
图2是本发明实施例1的动作说明定时波形图。
图3是本发明实施例1的分频比分散动作定时波形图。
图4是本发明实施例1的分频比分散动作定时波形图。
图5是本发明实施例2的压电变压器驱动电路的构成框图。
图6是本发明实施例2的动作说明定时波形图。
图7是本发明实施例2的分散电路动作说明定时波形图。
图8是本发明实施例2的分频比分散动作定时波形图。
图9是本发明实施例3的压电变压器驱动电路的构成框图。
图10是本发明实施例3的动作说明定时波形图。
图11是本发明实施例3的原理说明定时波形图。
图12是本发明实施例3的原理说明定时波形图。
图13是本发明实施例3的其它例子压电变压器驱动电路构成框图。
图14是图13的本发明实施例3的其它例子的动作说明定时波形图。
图15是本发明实施例4的压电变压器驱动电路的构成框图。
图16是本发明实施例4的动作说明定时波形图。
图17是本发明实施例4的动作说明定时波形图。
图18是本发明实施例4的其它例子的压电变压器驱动电路的构成框图。
图19是本发明实施例5的压电变压器驱动电路的构成框图。
图20是本发明实施例5的动作说明定时波形图。
图21是表示压电变压器频率特性变化的波形图。
图22是以往的压电变压器驱动部的动作说明图。
图23是以往压电变压器驱动部的动作说明图。
图24是本发明实施例6的压电变压器驱动电路的构成框图。
图25是实施例6的驱动电路动作定时波形图。
图26是实施例6的驱动电路动作定时波形图。
图27是实施例6的驱动电路动作定时波形图。
图28是实施例6的驱动电路动作定时波形图。
图29是实施例6的驱动电路动作定时波形图。
图30是实施例6的驱动电路动作定时波形图。
图31是实施例6的驱动电路的反向沿锁存电路的电路图。
图32是本发明实施例7的压电变压器驱动电路的构成框图。
图33是实施例7的压电变压器驱动电路的脉冲宽度设定电路的电路图。
图34是实施例7的驱动电路动作定时波形图。
图35是本发明实施例8的压电变压器驱动电路的构成框图。
图36是实施例8的压电变压器驱动电路的峰值检测电路的电路图。
图37是实施例8的驱动电路的动作说明波形图。
图38是实施例8的驱动电路的动作定时波形图。
图39是本发明实施例9的压电变压器驱动电路的构成框图。
图40是实施例9的压电变压器驱动电路的第2峰值检测电路的电路图。
图41是实施例9的压电变压器驱动电路的动作说明波形图。
图42是实施例9的驱动电路的动作定时波形图。
图43是实施例9的压电变压器驱动电路的动作说明波形图。
图44是本发明实施例10的压电变压器驱动电路的构成框图。
图45是实施例10的主要构成框图。
图46是表示实施例10主要构成的动作的波形图。
图47是实施例10的驱动电路的动作定时波形图。
图48是实施例10的驱动电路的动作定时波形图。
图49是本发明实施例11的压电变压器驱动电路的构成框图。
图50是实施例11的压电变压器驱动电路的再启动处理电路的电路图。
图51是实施例11的驱动电路的动作定时波形图。
图52是本发明实施例12的压电变压器驱动电路的构成框图。
图53是实施例12的压电变压器驱动电路的异常检测电路的电路图。
图54是实施例12的驱动电路的动作定时波形图。
图55是实施例12的驱动电路的动作定时波形图。
图56是本发明实施例13的压电变压器驱动电路的构成框图。
图57是实施例13的压电变压器驱动电路的状态检测电路和箝定处理电路的电路图。
图58是实施例13的压电变压器驱动电路的置换电路的电路图。
图59是实施例13的压电变换器驱动电路的动作说明波形图。
图60是实施例13的压电变换器驱动电路的动作说明波形图。
图61是以往压电变压器驱动电路的构成框图。
图62是以往压电变压器的频率特性图。
应考虑到图的部分或全部是以图示为目的的概要表示加以描述的，而不一定忠实描述其中所示要素的实际相对大小和位置。
实施发明的最佳形态下文，参照附图，说明本发明压电变压器驱动电路的最佳实施形态。(实施例1)图1是本发明一实施形态即实施例1的压电变压器的构成框图。图2、图3和图4是表示压电变压器驱动电路动作的定时波形图。
图1中，压电变压器1是用于取出放大电压的变压元件，压电变压器1向发光用冷阴极管3施加控制的电压。电流检测器4检测流过冷阴极管3的电流并把它变换成电压。整流电路5对从电流检测器4取出的正弦波形状的电压信号进行整流，变换成直流电压。
A/D变换器6把整流电路5输出的直流电压变换成数字信号。A/D变换器6具有足够得到高的电压检测精度所需的位数(例如8-9位)，且输入该A/D变换器6的采样时钟具有可充分确保控制所要求的响应速度的频率。A/D变换器6输出作为检测信号的数字信号Vad。
误差电压运算电路7比较A/D变换器6输出的数字信号Vad与外部设定的基准数据Vref，运算两者之差的数据。且误差电压运算电路7把预定系数K与算出的差数据相乘后，输出误差数据Verr。因而，误差电压运算电路7具有运算基准数据Vref与数字信号Vad之差的加法器7a及把系数K与加法器7a的输出数据相乘然后输出的乘法器7b。
频率设定电路8设置用于设定压电变压器1的驱动脉冲频率。频率设定电路8对上次的频率设定值Sprev加减与误差数据Verr相对应的频率后，输出M位(M是整数)数据Sfreq。频率设定电路8构成为在电源接通时输出预设的初始值。且频率设定值的输出定时设定成由上次频率设定值Sprev提供的周期。
分频比分散分频电路9，根据频率设定电路8输出的数据Sfreq，分散分频比Div，使N周期(N为整数)的驱动脉冲的平均分频比Div为Div=Sfreq/N，从而进行主时钟的分频。例如，Sfreq=15、N=4时，使4周期驱动脉冲的分频比分散成“3、5、4、3”从而其平均为15/4=3.75。本发明中把它定义成分频比分散。分频比分散分频电路9是频率变换器，它把输入频率即主时钟变换成整数分之一的频率加以输出。该分频比分散分频电路9的输出作为驱动压电变压器1的驱动脉冲。
功率晶体管10放大分频比分散分频电路9输出的驱动脉冲，驱动压电变压器1。
误差电压运算电路7、频率设定电路8及分频比分散分频电路9作为数字LSI可包含在其它LSI区域，从而做成1块芯片，并且系统时钟与实施例1的压电变压器驱动电路的时钟可共用。例如，液晶控制器的时钟与实施例1的时钟共用，作为主时钟。
在如上所述构成的实施例1的压电变压器驱动电路中，频率设定电路8输出的频率设定值的初始值，例如设定成比示于图21的压电变压器1的频率特性中谐振点足够高的频率侧，利用频率特性曲线的高频侧斜率进行控制。
示于图62的以往的压电变压器驱动电路的例子中，示出了为弥补压电变压器101升压比的不足，设置了电磁变压器102，本发明实施例1中与电磁变压器无直接关系，因而省略电磁变压器。但不言而喻，在压电变压器1升压比不足时，可根据需要设置电磁变压器。
接着，参照图2至图4所示的定时波形图，说明图1所示构成的实施例1的压电变压器驱动电路的动作。
图2(a)中，虚线所示的正弦波波形是电流检测器4得到的电压波形。虽然压电变压器1的驱动通常用矩形波进行，但如图21所示，压电变压器1的频率特性谐振曲线尖锐，Q值高，因而仅从压电变压器1的次级电极取出基频分量，实质上为正弦波。为了把该正弦波信号变换成可控制的直流电压信号，由整流电路5进行整流，将其变换成直流电压信号。在图2(a)中，实线所示波形是整流电路5输出的直流电压信号。
在A/D变换器6中，经整流的直流电压信号用采样时钟定时变换成数字信号Vad。通过运算Verr=K×(Vref-Vad)求输入数字信号Vad的误差电压运算电路7的输出，即求误差数据Verr。
在实施例1中，如图2(d)所示，基准数据Vref是56。基准数据Vref为56时的A/D变换器6的输出示于图2(c)，误差电压运算电路7的差数据示于图2(e)。
误差电压运算电路7输出的误差数据Verr提供给频率设定电路8。在频率设定电路8中，误差数据Verr与上次设定值Sperv相加，输出数据Sfreq。如上文所说明那样，在分频比分散分频电路9中，进行分频使N周期驱动脉冲的平均分频比Div为Sfreq/N。
N=4的分频比分散分频电路9输出信号的一个例子示于图3(e)和图4(f)与(g)的定时波形图。图3(a)表示主时钟，与该时钟同步，从误差电压运算电路7输出示于图3(b)的误差数据Verr。在图3(b)中，仅频率设定电路8输出脉冲(图3(c))为“H”电平时的数据对于误差电压运算电路7的误差数据Verr是有效的。为此，在误差数据中，无用数据处记为X而不标明具体数值。
在频率设定电路8中，与图3(c)所示的频率设定电路8的输出脉冲同步，把目前的频率设定值Sprev与误差数据Verr相加，在时刻t1输出数据Sfreq。在示于图3的例子中，图3(c)第一输出脉冲是“H”电平时的误差数据Verr是2，这时频率设定值Vpref是23，因而两者的和25在下一时钟(时刻t1)作为数据Sfreq输出。该数据Sfreq输入分频比分散分频电路9进行分频分散。
在图3(e)和图4(f)及(g)中示出各种分频比的分散例子，各例子均动作成使分频得到的驱动脉冲4个周期期间的时钟周期与频率设定电路8输出的数据Sfreq值相等，从而提高平均频率分辨率。这样，分频比分散分频电路9中得到的驱动脉冲在功率晶体管10中进行功率放大后，驱动压电变压器1。
在上述动作中，在电流检测器4检测的电流值期望值低时，即A/D变换器6输出的数字信号Vad比基准电压Vref低时，误差电压运算电路7输出的误差数据Verr为正值，分频比分散分频电路9向使分频比变大的方向动作。即，上述场合，实施例1的压电变压器的驱动电路向驱动脉冲频率变低的方向动作，压电变压器1的升压比上升。通过该动作，流过冷阴极管3的电流增加。
另一方面，在电流检测器4检测的电流值比期望值高，即A／D变换器6输出的数字信号Vad比基准数据Vref高时，进行与上述场合相反的动作，压电变压器1的升压比降低，流过冷阴极管3的电流减少。
重复上述调整动作，若电流检测器4检测的电流值为期望值，即A/D变换器6输出的数字信号Vad等于基准数字Vref，则误差电压运算电路7输出的误差数据Verr为0，驱动脉冲频率稳定。
如上所述，在实施例1的压电变压器驱动电路的动作中，通过在每个驱动脉冲的N周期增减平均分频比，使驱动脉冲的分频比分散，可提高平均频率的分辨率，得到使冷阴极管3的辉度为期望值所需的频率。
如上所述，根据上述实施例，在对主时钟进行分频以产生驱动脉冲时，按预定周期分散分频比，可提高平均频率的频率分辨率。
如上文说明的那样，在压电变压器1的驱动脉冲频率为100KHz，可得到10Hz频率分辨率的场合，用单纯分频时钟的方法，需1GHz的时钟。
与此相反，在上述实施例1中，例如若设分散周期为N=100，用通常液晶控制器等使用的约10MHz的时钟，可得到10Hz的平均频率分辨率。
在实施例1中，使用多位A/D变换器6作为把检测的电压变换成数字信号的手段，因而可内设于LSI。由此，可包含误差电压运算电路7、频率设定电路8、分频比分散分频电路9进行LSI化，从而大幅度减少部件数，在小型摄像设备进一步小型化方面取得大的效果。
根据本发明的实施例1，在对主时钟进行分频以产生驱动脉冲时，按预定周期分散分频比，可提高平均频率的分辨率。因此，用通常液晶控制器等使用的约10MHz的时钟可得到高分辨率。这样，压电变压器驱动电路的LSI化可达到实用水平，从而可大幅度减少部件数，使小型摄像设备进一步小型化。
本发明实施例1的压电变压器驱动电路，可根据该驱动电路驱动的冷阴极射线管3的使用环境(例如亮度、温度等)，对冷阴极管3进行高精度驱动控制。这时，根据表示使用环境的计测数据进行运算，并根据该运算结果进行频率控制，可把冷阴极管3的辉度控制成期望值。(实施例2)
图5是本发明一实施形态，即实施例2的压电变压器驱动电路的分频比分散分频电路的构成框图。压电变压器驱动电路的其它构成与上述实施例1相同，对相同的构成，施加相同标号，引用上述实施例1的说明，省略重复说明。图6、图7和图8是表示分频比分散分频电路动作的定时波形图。
图5中，分频电路9a进行分频，计数电路9b对分频电路9a输出的驱动脉冲进行计数。计数电路9b构成得与驱动脉冲的分频比分散周期N同步进行复位。
在分频比运算电路9c中，输入频率设定电路8输出的M位频率设定值Sferq的低端n+1位数据B(=B0·20+B1·21+……+Bn-1·2n-1+Bn·2n；式中，B0、B1、……Bn-1，Bn表示的Bx是0或1)与上述计数电路9b输出的计数值A(=A0·20+A1·21+……+An-1·2n-1+An·2n；式中，A0、A1、……An-1，An所表示的Ax是0或1)，进行下式(6)的运算。在式(6)中，“AX”意指“AX”的“非”值(1为0，0为1)，以后说明中的上划线均是该含义。
A0·Bn+A0·A1·Bn-1+……+A0·A1……An-2·An-1·An·B0(6)图5中，加法器9d把M位频率设定值Sferq的高端m位数据C与分频比运算电路9c的输出值相加。
组成部分示于图5的分频比分散分频电路由数字LSI构成，可与其它LSI区域一起做成1块芯片，共用系统时钟和分频比分散分频电路的时钟。例如，分频比分散分频电路的时钟与液晶控制器的时钟共用，作为主时钟。
接着，参照示于图6和图7的定时波形图，对示于图5的分频比分散分频电路的动作加以说明。
图6和图7所示的例子是驱动脉冲的分频比的分散周期N等于16的定时波形图。
图6(a)是分频比分散周期N(=16)的脉冲波形，该脉冲波形作为计数电路9b的复位信号。图6(b)是计数电路9b的计数值A(=0～15)。图6(c)、(d)、(e)和(f)表示计数电路9b输出的计数值A0～A3的波形。即示出以二进制表示计数值时，计数值A0～A3各位数值(0或1)。
在用分频比运算电路9c进行的运算中，与频率设定值Sferq的低端n位数据B(在本例中是4位)的各位B0～B3相乘的乘法系数的波形示于图6(g)、(h)和(i)。
由图6(g)、(h)、(i)的波形可知，该乘法系数的波形以驱动脉冲的分频比分散周期N(=16)为间隔均匀地配置。为了与频率设定电路8输出的M位频率设定值Sfreq的低端n位数据B的各位对应地得到式(7)，从下式(8)的逻辑和求得以N周期为间隔大致均等的脉冲。
A0·B3+A0·A1·B2+A0·A1·A2·B1+A0·A1·A2·A3·B0(7)A0·B3或+A0·A1·B2或A0·A1·A2·B1或A0·A1·A2·A3·B0(8)作为例子，在图7(j)中示出来自频率设定电路8的数据Sfreq的低端4位数据是“1000”时的分频比运算电路9c的输出波形。在图7(k)中，示出低4位数据是“1010”时的分频比运算电路9c的输出波形。在加法器9d中，把数据Sfreq的高端m位数据C与分频比运算电路9c的输出值相加并确定分频电路9a的分频比，以输出图8(c)所示的驱动脉冲。
通过上述动作，若频率设定电路8输出的频率设定值变大，即数据Sfreq的值变大，则N周期的平均分频比增大，驱动脉冲频率降低。相反，若频率设定电路8输出的数据Sfreq的值变小，则N周期的平均分频比减小，驱动脉冲频率上升。
如上所述，在上述实施例2中，其构成使在以预定周期分散分频比时，不用特定低频分量电平变大的分散方法，分频比大致均匀；不偏向特定频率。因而，在实施例2的压电变压器驱动电路中，低频分量电平变小，即使分散周期N变大，也难于呈现图像闪烁的摇曳现象的影响。
如上所述，在实施例2中，低频分量电平变小，可抑制越是低频辉度变化级越大常见的闪烁现象。因此，实施例2的压电变压器驱动电路，即使主时钟频率变低，也可取大的分散周期N，从而可得到需要的频率分辨率。
如上所述，实施例2的压电变压器驱动电路具有可避免闪烁现象的效果，该闪烁现象是如上述实施例1那样，在预定周期N中分散分频比从而提高频率分辨率方法中易于产生的，尤其在必须使分散周期N值变大的场合易于产生的。
如上所述，根据本发明的实施例2，具有通过均匀分散分频比可避免闪烁问题并提高平均频率分辨率的效果。因为摇曳在把压电变压器用于液晶面板的背光驱动等场合成为图像闪烁问题，本发明为对改善图像显示质量作出重大贡献的装置。(实施例3)下文，参照附图，说明本发明一实施形态，即实施例3的压电变压器驱动电路。
图9是本发明实施例3的压电变压器驱动电路的构成框图。与上述实施例1相同的构成附加相同标号，引用实施例1的说明，省略重复说明。
图10是表示整流电路、A/D变换器和平滑电路动作的定时波形图。图11和图12表示A/D变换器的电压检测分辨率。
图9中，整流电路51是通过对来自电流检测器4的电压信号作峰值保持而进行整流处理的峰值保持电路。整流电路51的输出信号输入A/D变换器61。A/D变换器61是5-6位的低位A/D变换器。采样时钟生成电路62在A/D变换器61把模拟信号变换成数字信号时，生成平滑电路52所用的采样时钟。平滑电路52在每4个采样时钟的周期，对A/D变换器61输出的数字信号进行平均处理加以平滑。
实施例3其特点是，如上所述通过廉价的低位A/D变换器61实现压电变压器驱动电路，且削除实施例1中所用的大容量电容器。下文，对该特点加以说明。
实施例3的压电变压器驱动电路由多个采样点的平均值检测出检测信号电压后，把该电压变换成数字信号，从而使A/D变换器61的二进制位数少。这时，若A/D变换器61的输入电压是直流电压，则与采样点数无关，只能得到大致由位数决定的低的电压检测精度。但是，在实施例3中，其构成是整流电路51中，利用峰值保持电路的放电现象，采样不同的电压，从而可得到平滑处理带来的高检测精度。
对实施例3中削除大容量电容器作补充说明。在上述图62所示的以往压电变压器的驱动电路中，为把正弦波状的检测电流变换成直流电压，仅用整流电路5是不够的，还需要滤波电路50。为了滤除约100KHz的驱动频率分量，该滤波电路50的时间常数必须为数Hz～数10Hz以下。
在这种以往的压电变压器驱动电路中，为了构成滤波电路50，需要大容量电容器。但是，电容器容量越大体积越大，若考虑电容器实际安装空间，采用大电容器使装置大型化，是不理想的。为此，在实施例3中，其构成是不采用大容量电容器，用平滑电路52进行数字处理。
参照图10，对实施例3的特征动作进行说明。
图10(a)中，当虚线表示的正弦波形的电压信号自电流检测器4输出，并输入至整流电路51时，整流电路51通过峰值保持动作，输出图10(a)中实线所示的电压信号。该整流的电压信号，在低位A/D变换器61中，利用采样时钟生成电路62输出的图10(b)的采样时钟作A/D变换后，输出图10(c)所示的数字信号。
然后，平滑电路52在图10(d)所示的平滑周期脉冲周期中，对A/D变换器61输出的数据进行平均处理，输出经处理的数据。在实施例3中，以平滑周期脉冲的周期为8加以说明，若该周期取得长，则该部分采样点数增加，A/D变换器61的位数也等效增多。
采样图11和图12，对上述平均处理的原理进行说明。
图11中所示的是整流电路51把检测电流充分地整流成直流电压输入至A/D变换器61的情况。图12所示的是整流电路并没有充分整流检测电流，因而检测电流含有交流分量的情况。在图11和图12中，箭头前端表示A/D变换器61的采样点。在图11所示的场合，即使增加采样点，得到的电压检测分辨率也没有变化，只能得到A/D变换器61的位数所确定的分辨率。但是，在图12所示场合，通过使交流分量为A/D变换器61的低端1-2位即1-2级，增加位数，可得到与采样点数对应的分辨率。
以上对实施例3的整流电路51、平滑电路52和A/D变换器61的特征和动作进行了说明，其它误差电压运算电路7和频率设定电路8等的动作，与上述实施例1和2说明过的情况相同。
实施例3的分频电路9a可与实施例2的分频电路9a的构成相同，也可是通常的分频电路，对实施例3的电压检测动作没影响。
如上所述，在实施例3中，通过利用峰值保持进行整流处理的整流电路51和平滑电路52，即使用低位A/D变换器，也能得到高的电压检测分辨率，具有可大幅度减少成本的效果。
实施例3的压电变压器驱动电路不需设置大容量电容器，因而可减少部件体积，具有可使小型摄像设备进一步小型化的重大效果。
在实施例3中，其构成为平滑电路52进行平均处理，该平均处理基本上是滤波处理，例如IIR数字滤波器也可代用作平滑电路。
在实施例3中，使用峰值保持电路作为整流电路51，该整流电路只要是实质上可变换成直流信号的方式，不一定非是峰值保持方式，例如可是全波整流方式与时间常数较小的滤波电路合用，实质上变换成直流信号的方式，也可是其它各种通常的整流电路的构成。
图13是实施例3的其它例子的压电变压器驱动电路构成框图。考虑到实施例3中，若平滑电路52的平滑周期变大，检测分辨率相应提高，但控制响应速度迟缓。示于图13的压电变压器驱动电路可避免该响应速度迟缓问题。
图13的压电变压器驱动电路具有两个平滑电路52a、52b和切换电路14构成的平滑部520，代替示于图9的平滑电路52。第1平滑电路52a与第2平滑电路52b具有相同平滑周期，但平滑相位偏移。切换电路14构成为切换第1平滑电路52a与第2平滑电路52b两者的输出以始终输出最新的平滑数据。在图13的压电变压器驱动电路中，对与图9所示相同的构成要素，附加相同标号，引用其说明，省略重复说明。图13所示的压电变压器驱动电路的动作定时示于图14。图14是低位A/D变换器61、第1平滑电路52a和第2平滑电路52b的定时图。
图14中，(a)是在采样时钟生成电路62输出的采样时钟的采样点上进行A/D变换输出的数字数据。该数字数据分别输入第1平滑电路52a和第2平滑电路52b，在第1平滑周期脉冲(图14(b))和第2平滑周期脉冲(图14(d))的周期中，各自平均。如图14(b)和(d)所示，第1平滑周期脉冲(b)与第2平滑周期脉冲(d)其构成是周期均相同但相位不同，以交替输出平滑数据。第1平滑周期脉冲(b)和第2平滑周期脉冲(d)的输出由切换电路14切换，由平滑部520输出。由此，如图14(g)所示，在平滑周期的一半周期中，可得到经平滑的数字信号。图14定时图中的×表示任意数据。
在上述图13所示的压电变压器驱动电路中示出了以采用两个平滑电路52a、52b为例的情况，也可再增加设置平滑电路。
若按实施例2那样构成实施例3的分频电路9a，则可用约10MHz的低时钟频率取得驱动脉冲频率分辨率，LSI化的效果更大。
如上所述，根据本发明的实施例3，具有由低位A/D变换器以低成本构成即可把模拟检测电压变换成数字信号，并且驱动电路LSI化时可改善成本指标的重大效果。以往模拟电路中需要不利于实际安装空间的大容量电容器，根据本发明，通过平滑处理的数字化，在实际安装空间方面也可取得重大效果。(实施例4)下文，参照附图，说明本发明一个实施形态，即实施例4的压电变压器驱动电路。
图15是本发明一实施形态，即实施例4的压电变压器驱动电路的构成框图。在实施例4中，与上述实施例1相同的构成，附加相同标号，引用实施例1的说明，省略重复说明。图16和17是表示实施例4的压电变压器驱动电路动作的定时波形图。
图15中，与电流检测器4连接的半波整流电路53对检测电压进行半波整流。连接至半波整流电路53的比较器11把经半波整流的电压信号与外部输入的基准电平信号进行比较。在半波整流的电压信号的电压比基准电平小时，比较器11向脉宽检测电路12输出“L”电平脉冲信号，在比基准电平大时，向脉宽检测电路12输出“H”电平的脉冲信号。
脉宽检测电路12检测比较器11输出的脉冲信号的脉冲宽度。其构成为脉宽检测电路12中输入来自分频电路9a的驱动脉冲，并与该驱动脉冲同步地检测脉冲宽度。
如上所述，实施例4的压电变压器驱动电路其构成是把比较器11与半波整流电路53用作电压检测手段，通过检测电压检测手段输出的脉冲信号的脉冲宽度，来检测电压的电平。这样，由于实施例4的压电变压器的驱动电路如上所述构成，可以低成本的构成把模拟电压变换成数字信号。
实施例4的压电变压器驱动电路，与上述实施例3同样，不必设置大容量电容器，因而具有可减少部件体积，使小型摄像设备更小型化的效果。
下面，参照图16和17，说明实施例4的压电变压器驱动电路的动作。
图16中，(a)所示的正弦波是电流检测器4输出的信号波形，是电压信号。该电压信号在半波整流电路53中作半波整流后，从半波整流电路53输出图16(b)实线所示的电压信号。在比较器11中，半波整流电路53的半波整流信号与图16(b)中虚线所示的基准电平作比较，并且输出图16(c)所示的脉冲波形。
从图16(b)和(c)的波形中可理解，从比较器11输出的脉冲信号的脉冲宽度相应于基准电平的半波整流信号振幅而变化。
利用该振幅变化，实施例4的压电变压器驱动电路，从比较器11输出的脉冲信号的脉冲宽度检测电流检测器4得到的电压。在脉宽检测电路12中，脉宽检测必须以电流检测器4输出的实质上正弦波信号的周期为单位进行。因而，脉宽检测电路12其构成是用与产生驱动脉冲的分频电路9a的信号同步的脉冲进行检测。
图16(d)是从分频电路9a向脉宽检测电路12输入的检测周期脉冲。脉宽检测电路12在检测周期脉冲的周期中，对脉宽进行计数，并输出图16(e)所示的脉宽数据。该脉冲宽度数据，在平滑电路52中进行平滑处理。平滑电路52的平滑动作及其效果，与上述实施例3所说明的相同。
图17(f)表示平滑电路52的平滑周期脉冲，图17(g)表示平滑电路52中作为输出数据的平均数据的输出定时。
实施例4的误差电压运算电路7、频率设定电路8和分频电路9a的动作及总控制动作，与上述实施例1～3中说明的内容相同。
如上所述，在实施例4的压电变压器驱动电路中，由半波整流电路53与比较器11进行电压检测，因而可以简单且低成本构成，高精度地检测电压，对压电变压器的数字化其效果显著。
对实施例4的电压检测方式的检测分辨率进行说明。设比较器11为理想特性时，比较器11的电压检测分辨率取决于对脉冲宽度计数的主时钟频率和平滑电路52的周期。例如，设压电变压器1的驱动频率为100KHz、主时钟为10MHz，则仅用脉冲宽度检测，可得10MHz/100KHz=100(分辨率)，大致等于7位A/D变换器的分辨率性能。
在实施例4中，通过平滑电路52可提高分辨率，从而可得到足够的检测性能。
在实施例4中，与上述实施例3同样，平滑电路52构成为不进行平均处理而进行数字滤波处理，也可取得与上述实施例相同的效果。
图18是图15所示的实施例4其它压电变压器驱动电路的构成框图。图18的压电变压器驱动电路，用多个平滑电路52a、52b与切换电路14构成的平滑部520代替实施例4的平滑电路52。
如图18所示，在平滑部520中设置第1平滑电路52a与第2平滑电路52b，由切换电路14加以切换以提高响应速度。图18中的其它构成，与上述图15所示的压电变压器驱动电路相同，附加相同标号并引用其说明。
图18的平滑部520的第1平滑电路52a与第2平滑电路52b的动作及其效果，与上述图13所示实施例3的平滑部52相同，引用实施例3的说明。
在实施例4的压电变压器驱动电路中，若产生驱动脉冲的分频电路9a采用上述第2实施例和第3实施例的分频电路9a的构成，可用约10MHz的低时钟频率得到驱动脉冲的频率分辨率，LSI化的效果更大。
如上所述，若根据本发明实施例4，通过采用比较器进行脉冲宽度检测的方法，可用简单且低成本的构成，把模拟检测电压变换成数字信号，在驱动电路大规模集成时，具有改善成本指标的重大效果。(实施例5)下文，参照附图，说明本发明一实施形态，即实施例5的压电变压器驱动电路。
图19是本发明一实施形态即实施例5的压电变压器驱动电路的构成框图。在实施例5中，与实施例1相同的构成附加相同标号，引用实施例1的说明，省略重复的说明。图20是表示实施例5的压电变压器驱动电路动作的定时波形图。
图19中，整流电路51与示于图9的实施例3构成相同，由峰值保持电路进行整流，不完全变换成直流电压，输出稍含交流分量的电压信号。比较器11把峰值保持的电压信号与外部输入的基准电平进行比较。在峰值保持的电压信号比基准电平小时，比较器11向计数电路13输出“L”电平的脉冲信号，而在比基准电平大时，向计数电路13输出“H”电平的脉冲信号。
计数电路13对比较器11输出的“H”电平信号进行计数，其构成是与分频电路9a输出的驱动脉冲同步地进行脉宽检测。平滑电路52与上述实施例4的平滑电路52构成相同。切换电路14对平滑电路52输出的平滑数据与计数电路13输出的计数数据进行切换。
切换电路14设定成，当计数数据在预设的最小值(MIN)以下或预设的量大值(MAX)以上时，输出计数数据，在其它场合输出平滑数据。
实施例5的压电变压器驱动电路的特征是采用峰值保持的整流电路51与比较器11作为电压检测手段，根据整流电路51输出的小振幅信号进行电压检测。
实施例5的压电变压器驱动电路，虽然目标电压附近的电压检测分辨率与实施例4比较，要优于实施例4，但因整流电路51输出的信号的振幅小，当检测电压偏离基准电平时，有可能不能判别是“H”电平还是“L”电平这两个值。为此，在实施例5中，必须迅速接近目标电压值，因而有频率变化量随当前检测电压改变等不能进行高速控制，响应速度迟缓等问题。
通常在这种场合，把一次控制闭环中的频率变化量限定在与整流电路51输出的信号振幅电平相当的频率范围内，使控制检测电压逐渐接近目标。
为了避免上述问题，实施例5的压电变压器驱动电路其构成是，在不必稳定动作的过渡时间，不经平滑电路52，直接向误差电压运算电路7输出计数电路13的输出，以加快控制响应速度，而在要求稳定动作的目标电压附近，由平滑电路平滑计数数据。
下文，参照图20，说明实施例5的压电变压器驱动电路的动作。
图20是实施例5的电流检测器4、整流电路51、比较器11、计数电路13、平滑电路52及切换电路14的各输出信号的定时波形图。图20中，是设定计数电路13的计数数据最小值(MIN)为“0”时的波形图。
图20(a)虚线所示正弦波表示电流检测器4所得到的电压信号，图20(a)实线所示波形是整流电路51中经峰值保持的电压波形。图20(b)是比较器11的输出波形。如图20(b)所示，在t1时刻前，比较器11的输出为“L”电平，因而示于图20(d)的计数电路13的输出为最小设定值“0”。该期间，作为计数电路13输出的计数数据(图20(d))直接向误差电压运算电路7输出。这时，在驱动脉冲的每个周期，误差电压运算电路7计算误差电压，该误差电压反映在下一驱动脉冲的分频比中。结果，频率设定电路8的频率设定值迅速接近目标频率。
接着，若在时刻t1接近于目标附近的频率，成为可检测电压的范围，即，比计数器最小设定值大，则把向误差电压运算电路7的输出切换至平滑电路52的输出(图20(e))，成为稳定的动作。
上述说明是对于从检测电压比基准电平低处接近目标值动作的情况进行的，相反动作，即从比基准电平高处接近目标的情况也是同样的。
下面，对实施例5的电压检测分辨率进行说明，设比较器11具有理想特性时，其分辨率由计数周期期间的时钟数与整流电路51输出的检测电压振幅决定。即，时钟数越多且检测电压幅值越小，则分辨率提高越多。计数周期期间=驱动脉冲=100KHz、主时钟取为10MHz时，在整流电路51输出的电压振幅范围时，分辨率为10MHz/100KH=100。
如上所述，根据实施例5，通过采用比较器11的简单构成，电压检测值可高精度数字化，在实施例5中，没有控制响应性的缺陷，因而可构成为，切换作平滑处理的数据与不作平滑处理的数据，使其输入至误差电压运算电路7。由此，实施例5对压电变压器驱动电路的数字化具有重大效果。
又，在实施例5中，构成为切换是否进行平滑处理，但构成为切换平滑处理的时间常数，也可对提高响应速度作出重大贡献。
进而，在本发明中，可作各种应用扩展，如用其它通常整流手段作为实施例5的整流电路51、用上述实施例1的分频比分散分频电路与实施例2的分频方式作为分频电路9a等，这些扩展均可取得与实施例5同样的效果。
如上所述，根据本发明的实施例5，用比较器、峰值保持手段及应答速度对策确保实用的控制性能，同时可用简单且低成本的构成把模拟检测电压高精度变换成数字信号，在驱动电路大规模集成化时对改善成本指示具有重大效果。由此，本发明对使小型摄像设备更小型化、削减成本方面具有重大效果。(实施例6～实施例13)下文，对本发明的压电变压器驱动电路的实施例6～实施例13进行说明。
实施例6～实施例13的压电变压器驱动电路，与上述实施例1～实施例5同样，提出一种作为本发明目的的、可用低频时钟形成频率分辨率高的驱动脉冲且可用简单低成本构成检测数字处理所用电压的压电变压器驱动电路。
进而，实施例6～实施例13的压电变压器驱动电路还解决下述课题。
为了把液晶显示监视器安装在摄录一体的VTR与数字摄像机等小型摄像设备上，设置用于驱动液晶显示监视器背光等的压电变压器。在把压电变压器导入这些小型摄像设备时，重要的是要完成下述课题。
(A)减少部件数，节省空间；(B)对电源电压的降低，可稳定工作；(C)适应电源电压的变动，进行高效驱动；(D)适应冷阴极管的不点亮。
首先，对课题(A)进行说明。为提高上述小型摄像设备的便携性，希望在压电变压器的驱动电路中也能通过减少部件数而节省空间。压电变压器驱动电路目前主要由模拟电路构成，部件数多。作为减少压电变压器驱动电路部件数及节省空间的方法，有集成电路(IC)化，用1块芯片构成驱动电路的方法，但集成电路化时引脚数的制约，不能使用小型封装，因而不能取得大的效果。
因此，提出把驱动电路与液晶控制器等的数字LSI做成一块芯片的方法。该方法是在节省空间方面效果显著的方法，压电变压器驱动电路在模拟电路构成使该方法的电路成为数字模拟混合电路。为此，该方法在LSI成本方面不利，因而希望压电变压器驱动电路数字化。
但是，为了压电变压器驱动电路数字化，要在能得到压电变压器控制所需高精度频率的高频时钟。
上述背景技术部分中已说明，为了用数字处理产生压电变压器驱动脉冲，有对时钟进行分频从而得到希望频率的驱动脉冲的方法。在该时钟分频法中，把冷阴极管的电流控制在预定范围(例如±1％)所需的时钟频率，必须是非常高的时钟频率。
具体而言，在典型的压电变压器中，其谐振频率约100KHz，控制的频率范围(比谐振频率高)的平均频率灵敏度，是相对于1KHz的频率变化，电压值变化为约从+100％至-50％。流过冷阴极管的电流与压电变压器的次级电压成正比，因此为把流过冷阴极管的电流值抑制为约±1％，压电变压器次级电极的电压必须抑制成约±1％。
如上所述，要把压电变压器次级电极的电压抑制成约±1％，驱动脉冲的频率分辨率至少必须为约10～20Hz。为了在约100KHz附近，得到10～20Hz的频率分辨率所需的时钟频率为500MHz～1GHz。若考虑辐射干扰与供给电力等，如此高的时钟频率不是实用的时钟频率。
接着，对压电变压器导入小型摄像设备时的课题(B)加以说明。
上述便携小型摄像设备的电源装置基本上是电池。因而，随着电池余量降低输出电压逐渐降低。但是，作为压电变压器的驱动电路，希望即使电源电压降低也能稳定工作。图21表示上述图61所示以往驱动电路的电源电压与压电变压器输出电压的关系。若电源电压降低，则作为前置变压器的电磁变压器102的升压比减小，因而压电变压器101输出电压降低。
若采用上述《日经电子设备》月刊杂志(1994年11月7日(No.621)第147～157页)(下文简称为文献1)所揭示的控制方式，随着电源电压降低，控制频率移至低频侧，使压电变压器101的输出电压保持一定。但是，若电源电压进一步降低，在压电变压器101中不能得到目标的输出电压，则不能控制，从而不能得到为维持冷阴极管103点亮所需的电压。
结果，冷阴极管103熄灭，或在最恶劣的情况下，施加不规则频率的驱动脉冲，会引起压电变压器1破坏。为此，在上述文献1的构成中，为避免上述问题，必须使用能适应电源电压降低的、具备留有余量的大输出的压电变压器或前置变压器。
有时电源供给不是电池，而是由家庭用AC110V电源经AC适配器提供。这时，存在因电源故障而瞬时停电的情况。通常，压电变压器的电源为把电力损耗减至最小限度，而构成为不经电源电路直接输入AC适配器的输出，因此直接受到瞬时停电的影响。即，因瞬时停电不能得到希望的输出电压，超过压电变压器的谐振频率推移驱动频率，则与上述场合相同，有可能陷于不能控制的状态。但是，上述文献1中，对此没有提及。
另一方面，在日本实开平4-58085号公报及实开平5-479号公报所揭示的控制方法中，即使电源电压有变动，也不断控制谐振频率，可避免上述问题。但是，该控制方法中，原理上要在检测流过冷阴极管的负荷电流的基础上，增加压电变压器输出电压的相位检测，需要另外的比较器等检测手段。因而，设置装载这种检测手段的LSI的压电变压器驱动电路，存在成本变高的问题。又，在这些控制方法中，输出电压固定于谐振频率的升压比，为进行调光，必须进行以时间分割开关电源电压等控制，不可避免因开关元件的电力损耗而带来的效率降低。
接着，对把压电变压器导入小型摄像设备时的课题(C)进行说明。
通常，提供至冷阴极管的电压，仅用压电变压器的升压比是不够的，如上述图63所示，在前级配置电磁变压器102，以弥补升压比的不足。向驱动该电磁变压器102的功率晶体管110提供的驱动脉冲占空比值，相对于电源电压存在最佳值。
其理由如下。从电磁变压器102得到的半波正弦波状的电压，与电源电压成比例地变化，因而包含压电变压器101的总升压比也变化。
图22是以往压电变压器驱动电路中，从功率晶体管110输出至压电变压器101输出的各部分的波形图。这时，通过使驱动脉冲频率变化，进行驱动控制，即使电源电压变化也让流过冷阴极管103的电流保持恒定。
图23是表示图22的驱动控制方式的波形图，图23(a)和图23(b)分别表示电源电压低时和电源电压高时的功率晶体管110的输出信号。如图所示，驱动脉冲频率虽然变化，输入压电变压器101的半波正弦波电压的频率为由电磁变压器的电感L与压电变压器输入电容C的谐振频率所决定的固定频率。为此，尤其当电源电压高时，如图39(b)所示，功率晶体管110输出信号的半波形状的宽度变宽，在功率晶体管110的输出信号为零前，即在压电变压器101的输入电压为零前，功率晶体管为导通(ON)状态。
通过功率晶体管110为ON状态，压电变压器101的输入电容所蓄的电荷经功率晶体管110接地，从而流过浪涌电流。结果，功率晶体管110及压电变压器101的损失增大，效率恶化，在最恶劣的情况下，涉及压电变压器101损坏。
另一方面，若把驱动脉冲的占空比值设定得低，则相反，电磁变压器102所积蓄的能量减少，效率恶化。为此，要在宽的电源电压范围中进行控制，使驱动脉冲占空比值对于电源电压为最佳占空比值。但是，由模拟电路构成以往驱动电路时，在宽的电源电压范围中，进行优化是有限的。
接着，对压电变压器导入小型摄像设备时的课题(D)进行说明。
通常，为了点亮冷阴极管，需要比点亮状态电压高数倍的电压。例如，在4英寸液晶显示器用于背光时，相对于保持点亮状态所需的电压约300V(均方根值)，为点亮要提供500～700V(均方根值)。尤其当周围温度低且在暗处长时间放置时，点亮性能恶化，有时长时间提供上述电压也不点亮，或甚至不提供更高的电压即不能点亮。
但是，若压电变压器输出电压高，则反过来加至压电变压器的应力增大，成为损坏的原因。为此，需要在点亮开始时进行控制，以抑制压电变压器产生过大电压，提高点灯性能。
作为解决该课题的公知文献，有日本特开平10-52068号公报。在该公报中揭示了一种检测压电变压器的输出电压，并根据该检测的输出电压控制驱动频率的方式。若降低驱动频率，提高输出电压，使检测的输出电压在预定值以上，则驱动频率移至高频侧，使输出电压降低。若再次降低驱动频率，提高输出电压，输出电压在预定值以上，则又使驱动频率移向高频侧。由此，在特开平10-52068号公报中，揭示了一种使驱动频率上下移动防止电压大幅度上升的控制方法。
但是，在特开平10-52068号公报的控制方法中，除非冷阴极管点亮，否则就重复上述控制动作，尽管设定输出电压的上限，但成为向压电变压器长时间施加应力的状态，未必是最好的控制方法。
在鉴于上述课题(A)而考虑驱动电路数字化的液晶控制器与单芯片化时，需要另外的用于检测压电变压器输出电压的A/D变换器。为此，会产生LSI成本增大的问题。
实施例6至实施例13所记载的本发明的压电变压器的驱动电路，是鉴于上述课题(A)、(B)、(C)和(D)而作出的，可完成下述事项(1)、(2)(3)、(4)和(5)。
(1)可用低频时钟得到频率分辨率高的驱动脉冲而适合于数字化的驱动方式。
(2)对电源电压变动也能稳定工作的驱动方式。
(3)在宽的电源电压范围中可实现高效驱动脉冲的占空比控制方式。
(4)不向压电变压器施加过大应力即可维持冷阴极管点亮性能的启动控制方式。
(5)瞬时停电或断线等异常时的保护功能。
下文，参照附图，对本发明实施例6至实施例13的压电变压器驱动电路进行说明。(实施例6)图24是表示本发明实施例6的压电变压器驱动系统的框图。图24中，压电变压器201是形成放大电压的变压元件，来自压电变压器201的电压加至冷阴极管201。前置变压器202是电磁变压器，用于弥补压电变压器201升压比的不足，配置在压电变压器201的前级。电流检测电路204检测流过冷阴极管203的电流，把它变换成电压信号。整流电路205对电流检测电路204取出的正弦波电压信号进行峰值保持，变换成实质上直流的电压。A/D变换器206把整流电路205输出的电压变换成数字信号。平滑电路207以预定周期使A/D变换器206输出的数字信号Vad平滑。在实施例6的平滑电路207中，通过平均处理实施平滑。
误差电压运算电路208比较平滑电路207输出的平滑信号Vlpf与外部设定的基准数据Vref，运算两者的误差，然后乘预定系数并输出作为误差数据Verr。误差电压运算电路208备有运算基准数据Vref与平滑信号Vlpf的差的加法器208A、把系数K与加法器208的输出数据相乘的乘法器208。
频率设定电路9设定压电变压器1的驱动脉冲频率。频率设定电路209具有加法器209A与延迟电路209B。频率设定电路209，对延迟电路209B输出的上次频率设定值Fprev加减与误差电压对应的频率后，输出M位数据Ffreq。在频率设定电路209中，构成为电源接通时输出预设的初始值。频率设定电路209的频率设定值的输出定时设定成数据Fprev提供的周期。
分频比分散分频电路210根据频率设定电路209输出的M位数据Ffreq，进行主时钟分频，以便将分频比分散，使驱动脉冲N周期的平均分频比Div为Ffreq/N。分频比分散分频电路210具有分散电路210A、加法器210B和分频电路210C。分散电路210A是在驱动脉冲N周期间分散数据Ffreq低端M1位数据A的电路。位数M1设定成与分散周期N的关系为N=2M1，在驱动脉冲N周期期间，输出A次，H(高)电平数据。
在加法器210B中，把分散电路210A的输出数据(0或1数据)加至上述M位数据Ffreq的高端Mu位(=M-M1)数据。该加法器210B的输出数据输入分频电路210C，输出以该分频比分频的分频脉冲。
反向沿处理电路211是对分频比分散分频电路209输出的分频脉冲进行主时钟反向沿处理(时钟下降沿处理)的电路。反向沿处理电路211具有在反向沿锁存上述分频脉冲的反向沿电路211A(反述图31)及选择器211B。选择器211B，在分散电路210A输出H(高)电平时，输出来自反向沿电路211A的数据，与此相反，在“L”(低)电平时，输出来自分频电路210C的数据。功率晶体管220利用反向沿处理电路211输出的驱动脉冲，驱动压电变压器201。
在如上所述构成的实施例6中，频率设定电路209输出的频率设定值的初始值，设定在比压电变压器201的谐振点足够高的高频侧，利用高频侧的斜率进行控制。上述构成中，平滑电路207的平滑周期设定成等于分频比分散分频电路210的分散周期N。
接着，对示于图24的实施例6的压电变压器驱动电路的动作加以说明。图25和图26是表示实施例6的压电变压器驱动电路动作定时的波形图。
图25(a)中，虚线所示波形是电流检测电路204所得到的电压波形。压电变压器201虽通常用矩形波驱动，但压电变压器201谐振曲线光锐，Q值高，因而仅从次级电极取出基频分量，实质上为正弦波。为使该正弦波成为可用A/D变换器206检测的电压，用整流电路进行整流。图25(a)中，实线所示波形表示整流信号。
整流电路205整流的电压，用图25(b)所示的采样时钟定时，在A/D变换器206变换成数字信号Vad。数字信号Vad进而以预定周期在平滑电路207中取平均后，得到图25(e)所示的作为数字数据的平均输出数据。在图25所示的例子中，平滑周期为4个驱动脉冲周期。在误差电压运算电路208中，运算Verr=K×(Vref-Vlpf)，输出图2(g)所示的差数据Verr。该差数据Verr输入频率设定电路209，与上次设定值Fprev相加。频率设定电路209输出N周期驱动脉冲的时钟数的数据Ffreq。上文已说明，在分频比分散分频电路210中，分频成使驱动脉冲N周期的平均分频比Div为Ffreq/N。N=4时该动作的一个例子示于图26。
图26(a)表示主时钟，与该主时钟同步，从误差电压运算电路208，与平滑周期脉冲同步地输出图26(h)所示的误差电压Verr。在频率设定电路209中，与平滑周期脉冲相等的周期中仅差延迟定时的、图26(C)所示脉冲同步，把误差电压Verr与目前的频率设定值Fprev相加，在时刻t1输出。在图26所示例子中，(C)的频率设定电路209的数据输出脉冲为H(高)电平时的Verr值为2，这时频率设定值为23(二进制中为10111)，两者和25(11001)在下一时钟(时刻t1)输出。
在图26(e)和(f)中分别表示频率设定电路209输出的数据Ffreq(5位)的高端3位数据(分频比)与低端2位数据(分散数)。在实施例6中，分散数为N=4，因而在频率设定电路209输出的5位数据中，用低端2位设定分散数。在图26(g)和(i)中表示分频电路210A的分散例子。图26(h)和(i)中表示分频电路210C的输出例子。各种情况均是以分频得到的驱动脉冲4个周期期间的时钟周期等于Ffreq值的方式动作，提高平均频率分辨率。
反向沿处理电路211中的动作，使分频比分散的驱动脉冲的频率变动为最低限度。驱动脉冲频率变动直接影响辉度变动，因而若频率变动周期长，则成为闪烁(摇曳)。急剧频率变动，则在频率变化点上形成压电变压器201的电流波动，成为加至压电变压器201的应力(破坏的重要原因)。为此，希望频率变动少。
图27是表示反向沿处理电路211动作的定时波形图。图27中，(a)是主时钟，(b)是分散电路210A的输出数据，(c)是分频电路210C的输出数据。在本例中，从分散电路210A，以驱动脉冲周期输出0，1，0，1；从分频电路210C输出的驱动脉冲分频比(时钟数)为6，7，6，7。
图31所示构成的反向沿电路211A，在主时钟下降沿锁存分频电路210C的输出脉冲，从而切换信号，得到图27(d)所示的脉冲。在选择器211B中，其构成是，在分散电路210A输出为H(高)电平时，输出反向沿电路211A的输出脉冲，而L(低)电平时，输出分频电路10C的输出脉冲。由此，如图27(e)所示，从选择器211B输出6.5分频的脉冲。这样，在反向沿处理电路211中完成抑制驱动脉冲频率变动的功能。
下降沿处理电路211的效果因分散电路210A的分散方式而不同。参照图28至图30，对两种不同分散分式的频率变动抑制效果的差异进行说明。图28至图30所示波形图是设分散周期为8，在8个驱动脉冲周期中分散分频比的说明图。示于图28的分散方法是一种把频率设定电路209输出的数据Ffreq中，设定分频比分散数的低端M1位数据B分配至从始端的第0周期至第B周期中的方法。该方法是在分散电路210C中从第1周期至第B周期输出H(高)电平信号，从第B+1周期至第8周期输出L(低)电平信号的方法。
在图29和图30所示的分散方法中，数据B为4以下时向偶数周期分配H(高)电平，在5以上时，向剩下的奇数周期分配H(高)电平。
在示于图28的方法中，因反向沿处理电路211的作用，在8分频向9分频转移时，或9分频向8分频转移时，必定在其间存在8.5分频，因而不产生急剧频率变化。但是，在8个周期的分散周期期间，同时存在8分频脉冲与9分频脉冲，最大为1分频的频率变动。即，在示于图28的分散方法中，虽然减轻了因急剧频率变动对压电变压器201施加的应力，但对产生闪烁没有取得大的效果。与此相反，在图29与图30的方法中，分散周期期间最大频率变动为0.5分频，因而在向压电变压器所加的应力及闪烁两方面均得以改善。
如上所述得到的驱动脉冲，由功率晶体管作功率放大后，驱动压电变压器201。
实施例6的压电变压器201的驱动电路，通过上述动作，在电流检测电路204检测的电流值比期望值低，即在平滑电路207输出的数字信号Vlpf比基准数据Vref低时，误差电压运算电路207输出的数据Verr为正值。结果，分频比分散分频电路201使分频比变大。即，此时，向驱动脉冲频率变低的方向动作，使压电变压器201的升压比上升。通过该动作，流过冷阴极管203的电流增加。
另一方面，在电流检测电路204检测的电流值比期望值高时，即，在平滑电路207输出的数据信号Vlpf比基准数据Vref高时，与上述动作相反，压电变压器201的升压比下降，流过冷阴极管203的电流减少。
重复上述动作，若电流检测电路4检测的电流值为期望值，即，若平滑电路207输出的数字信号Vlpf等于基准数据Vref，则误差电压运算电路208输出的数据Verr为0，驱动脉冲频率稳定。
如上所述，在本发明实施例6的压电变压器驱动电路中，当通过分频主时钟产生驱动脉冲时，以预定周期分散分频比，用平均频率提高分辨率，且用主时钟反向沿进行处理。由此，在实施例6的压电变压器驱动电路中，可得到相当于2倍时钟的频率精度，提高平均频率的分辨率，得到使冷阴极管203辉度为期望值所需的频率。
先前已说明，压电变压器201的驱动脉冲频率为100KHz，为得到10Hz的频率分辨率，用单纯分频时钟的方法，需1GHz的时钟。例如，设分散周期N=100，用通常液晶控制器等所使用的10MHz时钟，可得到10Hz的平均分辨率，而且，通过反向沿处理，可减轻频率分散产生的压电变压器1的应力，还具有抑制闪烁的效果。
在实施例6的压电变压器驱动电路中，通过使误差电压运算电路208、频率设定电路209、分频比分散分频电路210及下降沿处理电路211 LSI化，可大幅度减少部件数，因而实施例6对于使小摄像设备更小型化效果显著。
如上所述，根据本发明实施例6，通过利用主时钟的反向沿，在例如分散周期N=约100时，用通常液晶控制器等使用的约10MHz时钟，可得到10Hz的平均分辨率，在压电变压器驱动电路数字化方面具有显著效果。通过反向沿处理，实施例6可轻减频率分散引起的压电变压器应力，还具有抑制闪烁的效果。(实施例7)接着，说明本发明实施例7的压电变压器驱动电路。实施例7是具有在宽电源电压范围中可实现高效率的驱动脉冲占空比控制方式的驱动电路方案。
图32是实施例7的压电变压器驱动电路的框图。图32中，与实施例6相同功能、构成的部分附加相同标号，省略其说明。
在图32中，微机系统200进行系统总体控制。该微机系统200构成具有独自检测电源电压的检测手段和存储符合该电源电压值的脉宽数据的ROM，以向实施例7的驱动电路通知脉宽数据。
通常，“DVC Movie”等小型摄像设备中，具有用于检测电池余量的电源电压检测手段。在实施例7中，采用来自该电源电压检测手段的电源电压信息。脉冲宽度设定电路212根据来自微机系统200的电源电压信息，设定分频比分散分频电路210输出的脉冲的脉冲宽度。
具体说明实施例7的压电变压器驱动电路的脉冲宽度设定电路212。图33是脉冲宽度设定电路212的构成框图。如图33所示，脉冲宽度设定电路212具有计数电路212A、乘法器212B、解码电路212C和触发器电路212D。
计数电路212A由分频电路210C输出的脉冲复位。乘法器212B把加法器210B输出的分频数据与微机系统200输出的脉宽数据相乘。解码电路212C，在计数电路212A的计数值与乘法器212B输出的数据相等时，输出H(高)电平信号。触发器电路212D，在分频电路210C的输出脉冲是H(高)电平时，与主时钟同步置位，在解码电路212C的输出脉冲是H(高)电平时，与主时钟同步复位。
实施例7的驱动电路的其它构成与上述图24所示的实施例6的构成实质上相同。在实施例7中，与实施例6的不同点在于，在实施例6中，对分频比分散分频电路210输出的驱动脉冲的脉宽不特加限定，而在实施例7中，如后文将叙述的图34(c)所示，其构成是输出主时钟1个周期宽度的脉冲。
参照图34的定时波形图，说明上述构成的实施例7的压电变压器驱动电路的动作。
图34(a)是主时钟，示于图33的脉冲宽度设定电路212与该主时钟同步地动作。图34(b)是表示驱动脉冲分频比的加法器210B的输出数据。由基于该输出数据的分频比，从分频电路210C输出示于图34(c)的驱动脉冲。在计数电路212A中，如图34(d)所示，在分频电路210C的输出脉冲为H(高)电平时，设置成“1”，并与主时钟同步地递增。
在乘法器212B中，把微机系统200发送的数据(图34(e))与加法器210B的输出数据相乘后，输出图34(f)所示数据。解码电路212C中，在计数电路212A的输出数据与乘法器212B的输出数据相等时，输出H电平信号(图34(g))。在触发器电路212D中，用分频电路210C的输出脉冲置位，用解码电路212D的输出脉冲复位，从而作为驱动脉冲输出。
如上所述，脉冲宽度设定电路212的输出脉冲的宽度，由微机系统200发送的数据(图34(e))与表示驱动脉冲分频比的加法器210B的输出数据(图34(b))的乘积确定。这样，在实施例7中，由微机系统200的数据可构成使驱动脉冲的占空比值可变。为此，根据微机系统200所具有的电源电压检测手段检测的电源电压，设定上述占空比值，从而驱动脉冲占空比值可根据电源电压，设定成任意值。由此，实施例7的驱动电路中，可得到对电源电压变动最佳的脉冲宽度。即，实施例7的驱动电路，对于宽范围的电源电压，可进行高效的压电变压器驱动。
如上所述，根据本发明实施例7，通过微机系统的电源电压检测手段，可根据电源电压，任意设定驱动脉冲的占空比值，可得到对于电源电压变动最佳的脉冲宽度。即，根据实施例7，可对于宽范围的电源电压，进行高效的压电变压器驱动。
本发明实施例7的压电变压器驱动电路，可根据该驱动电路驱动的冷阴极射线管203的使用环境(例如亮度、温度等)，对冷阴极射线管3进行高精度驱动控制。这时，在微机系统200中运算表示使用环境的计测数据，根据该运算结果，进行频率控制，可把冷阴极管203的辉度控制成期望值。(实施例8)接着，说明本发明实施例8的压电变压器驱动电路。实施例8是即使电源电压降低也能稳定工作的压电变压器驱动方式的方案。图35是实施例8的压电变压器驱动电路的构成框图。图35中，与上述实施例6、7相同功能与构成的部分，附加相同标号，省略其说明。
如图35所示，实施例8的压电变压器驱动电路具有峰值检测电路213。该峰值检测电路213具有在预定期间保持平滑电路207输出电压的功能，比较平滑电路207该时刻的输出电压与保持的电压，从而检测压电变压器201谐振点。图36是峰值检测电路213具体例子的框图。延迟电路213使平滑电路207的输出电压Vlpf延迟平滑周期脉冲的一个周期然后输出。下文，延迟电路213A的输出电压简记为Vdly。比较电路213B比较平滑电路207的输出电压Vlpf与延迟电路213A的输出电压Vdly的大小。
在实施例8中，比较电路213B构成为在延迟电路213A的输出电压Vdly比平滑电路207的输出电压Vlpf大时，输出H(高)电平信号；反之，在小时，输出L(低)电平信号。下文，比较电路213B的输出电压简称为Vcmp。
T触发器电路213C带有复位功能，在接通电源时或平滑电路207的输出电压Vlpf比基准电压Vref大时复位，输出L(低)电平信号。另一方面，在上述以外的情况下，在平滑电路207的输出电压Vlpf比延迟电路213A的输出电压Vdly小时，即Vcmp的值为H(高)电平时，比较电路213B的输出电压Vcmp在从L(低)电平到H(高)电平的上升沿使输出反相。下文，T触发器电路213C的输出信号(=峰值检测电路213的输出信号)简为Vpkdet。
在图35中，极性反向电路214是根据峰值检测电路213的输出信号Vpkdet，更换误差电压运算电路208输出数据Verr符号的电路。在触发器电路213C的输出信号Vpkdet为H(高)电平时，把误差电压运算电路208的输出数据Verr的符号取为相反符号然后输出，反之，在为L(低)电平时，误差电压运算电路208的输出数据Verr按照原样输出。
实施例8的驱动电路中的其它构成及动作与上述图24所示的实施例6的驱动电路实质上相同，因此这里省略。下文，对实施例8的峰值检测电路213与极性反向电路214的动作加以说明，同时，对压电变压器控制的总作用和效果加以说明。
图37是因电源电压降低，压电变压器1的谐振点电压比目标电压小时的峰值检测电路213与极性反向电路214的动作说明图。图38是实施例8的驱动电路总体动作说明定时波形图。
在背景技术部分已说明的日本月刊《日经电子设备》1994年11月7日(No.621)第147-157页中揭示的以往压电变压器驱动电路是一种为接近目标电压而使驱动频率只在电路动态范围的许可范围下降的驱动方式。因而，在该驱动方式中，超过峰值移动驱动频率，得不到点亮冷阴极管所需的电压，结果灯熄灭。
在实施例8的驱动电路的驱动方式中，虽然是为接近目标电压而降低驱动频率的驱动方式，但驱动频率停留在谐振点附近，因而不至于使灯熄灭。
下文，参照图37和38，说明实施例8驱动电路的动作。
在时刻t0～t1，通过分频比分散，在平均频率fA输出驱动脉冲，得到图37中A点的平均输出电压时，平滑电路207的输出信号Vlpf，使大致位于时刻t0～t1的电压平滑，得到图38中(C)所示的定时中A点的电压。作为图38中平滑电路207输出信号Vlpf的数字数值的例子，例如A点电压为40，理想情况虽是最好平滑电路207的平均处理在时刻t0～t1间进行，但时刻t1，会产生用于确定下一驱动频率的电路延迟，因而驱动脉冲的分频比分散周期与平滑周期有些偏移。
设提供至误差电压运算电路208的基准数据为100，乘法器208B的系数为1，则如图38中(d)所示，误差电压Verr为60(=100-40)。为此，在频率设定电路209中，驱动脉冲的平均分频比仅加60/N(N=分散周期)，在时刻t1～t2，成为比上次低的驱动频率fB，从而得到图37中B点的平均输出电压。图37中B点的电压是比目标电压(与向误差电压运算电路208提供的基准数据Vref含义同)低的电压，因而从误差电压运算电路208输出使分频比变大的数据(正数据)以提高驱动频率。该动作持续到平滑电路207的输出电压Vlpf比延迟电路213A的输出电压Vdly小。在时刻t3～t4，驱动频率移动至fD时，该期间平滑电路207的输出电压Vlpf(65)比延迟电路213A的输出电压Vdly(75)小，比较电路213B的输出电压Vcmp转移至H(高)电平。
在比较电路213B的输出电压Vcmp多L(低)电平向H(高)电平变动的上升沿，T触发器电路213C的输出反相，T触发器电路213的输出信号VPKdet从L(低)电平变换成H(高)电平。接受该变换，极性反相电路214把误差电压Verr的极性反相后，向频率设定电路209输出。由此，在时刻t4～t5，驱动频率移向高频侧，成为fE的平均驱动频率，得到图37中E点的平均输出电压。因E点电压比D点电压高，比较电路213B的输出电压Vcmp从H(高)电平返回L(低)电平，T触发器电路13C的输出不变。结果，接着把符号反相的误差电压Verr输入到频率设定电路209，驱动频率进一步向高频侧移动，成为F点的平均输出电压。该动作持续到平滑电路207的输出电压Vlpf比延迟电路213A的输出电压Vdly小，比较电路213B的输出电压Vcmp从L(低)电平转移到H(高)电平。在图37所示例子中，在驱动频率移至fF时，比上次E点电压低，因而再次切换控制方向，驱动频率移动至低频侧。
如上所述，实施例8的驱动电路，其构成是，在超过压电变压器201的谐振点驱动频率移动时，由峰值检测电路213和极性反相电路214切换频率控制方向。为此，在实施例8的驱动电路中，即使因电源电压降低，在压电变压器谐振点达不到目标电压时，也不至于不能控制，而可得到谐振点附近的平均输出电压。这样，实施例8的驱动电路，即使在电源电压降低时，也不至于使灯熄灭，可得到稳定的灯点亮状态，因而不必如已有技术那样，必须采用对电源电压有余量的大体积前置变压器和压电变压器，可降低成本，减小部件尺寸，节省空间。
根据本发明实施例8，即使因电源电压降低在压电变压器谐振点也达不到目标电压时，也至于不能控制，而能得到谐振点附近的平均输出电压，取得稳定的灯点亮状态。因此，不必像以往那样，必须采用对电源电压有余量的大体积前置变压器和压电变压器，从而可减少成本，减小部件尺寸，节省空间。(实施例9)接着，对本发明实施例9的压电变压器驱动电路加以说明。实施例9的驱动电路是即使电源电压降低也能稳定工作的压电变压器驱动方式的方案。图39是实施例9的压电变压器驱动电路的构成框图。在图39中，对与上述实施例相同功能和构成的部分，附加相同标号，省略其说明。
在图39中，第2峰值检测电路215具有在预定期间保持平滑电路207输出电压Vlpf的功能，它比较平滑电路207该时刻的输出电压与保持的电压，检测压电变压器201的谐振点。该第2峰值检测电路215的具体电路例子如图40所示。如图40所示，峰值检测电路215具有延迟电路215A与比较电路215B。该峰值检测电路215的构成是从上述示于图36的实施例8的峰值检测电路213中去除触发器电路213C。
实施例9的峰值检测电路215，由延迟电路215A使平滑电压Vlpf延迟平滑周期脉冲的一个周期后，输出电压Vdly，在平滑电路207的输出电压Vlpf比延迟电路215A的输出电压Vdly小时，从比较电路215B输出H(高)电平。反之，当平滑电路207的输出电压Vlpf比延迟电路215A的输出电压Vdly大时，比较电路215B输出L(低)电平信号。但是，实施例9的比较电路215B其构成是，平滑电路207的输出电压Vlpf比基准数据Vref大时及在电源接通时复位，输出L(低)电平，这点与上述实施例8的峰值检测电路213不同。
在实施例9中。第2延迟电路216保持2个周期前的频率设定数据Ffreg。选择器217根据第2峰值检测电路215的输出信号Vpkdet，切换输出频率设定电路209的输出数据与第2延迟电路215的输出数据。选择器217的构成是，在第2峰值检测电路215的输出信号Vpkdet为H(高)电平时，输出第2延迟电路216的数据；反之，当L(低)电平时，输出频率设定电路209的输出数据Ffreq。
实施例9中的其它构成与动作实质上与示于图24的实施例6相同。实施例9的压电变压器驱动电路具有实施例8压电变压器驱动电路相同的效果。但是，实施例8的压电变压器驱动电路在移动驱动频率超过压电变压器201的谐振点时，控制方向从低频侧切换至高频侧，与此相反，在实施例9的驱动电路中，驱动频率移动超过谐振点时，进行控制以返回两次前的驱动频率。通过这种控制，在实施例9中可避免驱动频率移动超过谐振点时不能控制这种情况。
下文，对实施例9的第2峰值检测电路215、第2延迟电路216、选择器217等各自动作及压电变压器总控制的作用、效果加以说明。
图41是因电源电压降低使压电变压器201谐振点电压比目标电压低时，第2峰值检测电路215、第2延迟电路216及选择器216的动作说明图。图42是说明实施例9的驱动电路总动作的定时波形图。
如图42所示，在时刻t0～t1期间，以驱动频率fA振荡，得到图41中A点的平均输出电压。这时，从平滑电路207得到在该期间电压加以平滑的、以图42中(C)所示定时的平滑电压Vlpf。
在图42的(C)中，作为平滑电压数值的例子，例如A点电压为40。若该电压Vlpf比向误差电压运算电路208提供的基准数据Vref小，则误差电压Verr为正值，向使驱动脉冲分频比变大的方向动作。结果，在时刻t1～t2，驱动频率为fB，比上次的驱动频率低，得到图41B点的平均输出电压。以后，平滑电路207的输出电压Vlpf比上次电压Vdly大时的动作，与上述示于图37的实施例8相同。
在时刻t3～t4，驱动频率移动至fD时，在紧接时刻t4前，平滑电路207的输出电压Vlpf，比延迟电路216A的输出电压Vdly小。若第2峰值检测电路215的输出为H(高)电平，则选择器217输出第2延迟电路216保持的2周期前的频率数据fC，从而在时刻t3～t4，得到C点电压。
C点电压比上次的D点电压高，因而第2峰值检测电路215的输出变换成L(低)电平，驱动频率再次移动至低频侧。这样，在时刻t3～t4以后，驱动频率fC、fD来回反复运作，因而，在压电变压器201谐振点附近动作。其后，在电源电压因某种原因重新变大时，电磁变压器202中升压比提高。由此，电磁变压器202的频率特性的总升压比上升。
图43是电磁变压器202总升压比上升例子的频率特性曲线。在示于图43的例子中，C点或D点的电压比目标电压大，因而比较电路215B的输出复位，频率设定电路209的数据Ffreq不断有效。为此，如上述实施例6中所说明那样，驱动频率移动至高频侧，收敛于目标电压。
这样，在实施例9的驱动电路中，通过第2峰值检测电路215、第2延迟电路216和选择器217，在驱动频率移动超过压电变压器201谐振点时，进行处理使驱动频率返回2个周期前的频率。由此，即使因电源电压降低使压电变压器201谐振点上不能达到目标电压时，也不至于不能控制，而能得到谐振点附近的平均输出电压。结果，在实施例9的压电变压器驱动电路中，即使电源电压降低时也不至于使灯熄灭，而能得到稳定的点亮状态，不必使用以往那种对电源电压有余量的大体积电磁变压器和压电变压器，可降低成本且可减小部件体积从而节省空间。
在实施例9的驱动电路中，以第2延迟电路216的延迟量作为1个分频比分散周期，在驱动频率移动超过谐振点时，输出第2延迟电路216的数据。但是，实施例9的第2延迟电路216的延迟量也可设定为2个分频比分散周期以上。例如，当第2延迟电路216的延迟量为2个分频比分散周期时，在驱动频率移动超过谐振点时，则返回3个周期前的驱动频率，在图41所示例子中，D点之后返回B点的频率。在这种情况下，可取得与图39所示实施例9同样的效果。
根据实施例9，即使因电源电压降低，在压电变压器谐振点不能到达目标电压时，也不至于不能控制，而能得到谐振点附近的平均输出电压，取得稳定的灯点亮状态。由此，不必像以往那样，采用对电源电压有余量的大体积前置变压器和压电变压器，可降低成本且减小部件体积从而节省空间。(实施例10)接着，说明本发明实施例10的压电变压器驱动电路。图44是本发明实施例10的框图。实施例10是适用于驱动电路数字化的启动控制方式的方案。实施例10的驱动电路，用一个A/D变换器检测流过冷阴极管203的电流和压电变压器201的输出电压，从而用简单电路兼容启动控制和点亮控制。所谓启动控制是最初激励冷阴极管203至使之点亮的控制。所谓点亮控制是冷阴极管203一次点亮后的控制。在图44中，具有与上述实施例相同功能和构成的部分附加相同标号，省略其说明。
首先，简单说明一般的启动控制与点亮控制的不同点。
在点亮控制中，有一种检测点亮时的冷阴极管203发射的光通量(即亮度)进行控制的方法。但是，直接检测亮度的方法需昂贵的传感器，因而通常检测冷阴极管203中流过的电流进行控制。这是由于管电流的大小与亮度具有大致成正比的关系。这样，在点亮控制中，通常检测流过冷阴极管20的管电流，通过反馈控制进行点亮控制使该管电流为期望的电流值。
另一方面，在启动控制中，进行控制使向冷阴极管203施加启动时点亮所需的电压。在启动时，冷阴极管203不点亮，因而，冷阴极管20中不流过管电流。为此，通过检测压电变压器201的输出电压进行启动控制。为了点亮冷阴极管203，需要比点亮中的电压大几倍的电压，该电压越大点亮性能越好。所谓点亮性能是点亮所需时间，越是低温或暗的地方，点亮性能越差。但是，若为提高点亮性能而施加高电压，则会使压电变压器201的应力变大，易造成损坏。为此，启动时加至冷阴极管203的电压，需要根据冷阴极管203的点亮性能和加至压电变压器201的应力，控制成最佳电压。为此，在启动控制中，通常检测压电变压器201的输出电压，进行反馈控制使该电压值为预定值。
如上所述，为了进行启动控制和点亮控制，需要检测冷阴极管203电流及压电变压器201输出电压的两个检测手段，及点亮后迅速从启动控制转移至点亮控制所用的点亮检测手段。
图45是说明本发明实施例10的驱动电路原理的框图。如图45所示，实施例10的驱动电路用一个A/D变换器206时分检测冷阴极管203的电流及压电变压器201的输出电压，而且具有用基本相同的电路，兼容启动控制和点亮控制的方式。
下文，参照图45，详细说明实施例10的驱动电路的特征。
图45中，电流检测电路204检测流过冷阴极管203的电流。电压检测电路219检测压电变压器201的输出电压，变换成可向A/D变换器206输入的电压。电压检测电路219其构成是由后述的电流检测脉冲Tt信号切换电压检测的接通/切断(ON/OFF)。峰值保持电路251是输出电压检测电路219与电流检测电路204的输出电压的大的一方的最大值检测电路，具有整流功能。点亮检测电路221根据A/D变换器206的输出电压和电流检测脉冲Tt，进行点亮检测。
接着，采用图46，说明图45所示各块的动作原理。图46是表示实施例10的驱动电路动作定时的波形图。图46是启动至点亮的定时波形图。
图46中，(a)表示驱动脉冲，在时刻t0至t2以频率A驱动，时刻t2至t4，以频率B驱动，时刻t4至t6以频率C驱动，时刻t6至t8以频率D驱动。图46(b)表示压电变压器201的输出电压波形，示出输出电压随驱动频率逐渐增大的情况。图46(C)是电流检测脉冲Tt信号，L(低)电平时，输出压电变压器201的输出电压，H(高)电平时，成为禁止状态。由此，示于图46(d)的信号，从电压检测电路219输出。
图46(e)是电流检测电路219的输出电压，示出启动时因不点亮而冷阴极管203中不流过电流的情况。图46(f)是峰值保持电路251即最大值检测电路的输出波形图。在冷阴极管203中不流过电流时(时刻t0～t7)，仅整流并输出电压检测电路219的输出电压。
实施例10的驱动电路如上文所述那样构成，因而电流检测脉冲Tt信号为“H”电平时的峰值保持电路251输出的信号，限定为电流检测电路204的输出信号。由此，可检测后述的冷阴极管203点亮。
另一方面，作为控制中使用的检测数据，需要利用输出电流检测脉冲Tt信号“L”期间有效数据的期间。为此，作为该“L”期间的检测数据，设定成启动时输出电压检测信号，点亮时输出电流检测信号。
实施例10中，为了如上所述设定，如下所述，利用压电变压器201的升压比随负荷大小而变化的特性。
通常，压电变压器201具有负荷变大时升压比大幅度降低的特性。图46的(b)表示压电变压器201的输出电压。若时刻t7附近，电流开始流过冷阴极管203，则对压电变压器201，其负荷变大，即使驱动频率一定，压电变压器201的输出电压也降低。因而，在设定电流检测电路204的检测电压电平比电压检测电路219的检测电压电平大的情况下，电流检测脉冲Tt信号为“L”期间的峰值保持电路251的输出电压，启动时为压电变压器201的输出电压的检测电压，在点亮时为流过冷阴极管203的管电流的检测电压。于是，在实施例10的驱动电路中，仅使用一个A/D变换器206，即可在启动时控制压电变压器201的输出电压，在点亮时控制冷阴极管203中流过的电流。
如上所述的冷阴极管203的驱动控制中，为了从启动控制转移至点亮控制，需要实际检测点亮状态的手段。作为该检测点亮状态的手段，可监测电流检测脉冲Tt为“H”电平时的最大检测电路的输出，即峰值保持电路251的输出。这是因为，在冷阴极管203中不流电流时，电流检测脉冲Tt为“H”电平期间的峰值保持电路251的输出固定在“L”电平，通过流过管电流，从峰值保持电路251输出与该电流量相应的电压。图46(g)表示从点亮检测电路21输出的点亮检测信号。
虽然图46中示出在电流检测脉冲(C)下降沿进行点亮检测的例子，但也可在电流检测脉冲Tt为“H”电平期间进行点亮检测。
接着，对实施例10驱动电路的具体动作进行说明。
在表示本发明实施例10构成框图的图44中，定时脉冲生成电路218输入驱动脉冲的分频比分散周期脉冲，输出周期信号Ts。
图47是表示分频比分散周期脉冲(a)、周期信号Ts、电流检测脉冲(C)等输出信号动作定时的波形图。定时脉冲生成电路218输出图47(b)所示的周期信号Ts，作为第1输出脉冲。该周期信号Ts以2个输入脉冲的周期为单位重复，在第一个周期期间为“H”电平，在下一个周期间为“L”电平。定时脉冲生成电路218输出图47(C)所示的周期信号即电流检测脉冲Ts，作为第2输出脉冲。该电流检测脉冲Tt是在上述周期信号Ts为“L”电平期间中的预定期间为“H”电平的周期信号。
电压检测电路219把压电变压器201的输出电压变换成可向A/D变换器输入的电压。电压检测电路219其构成是，在定时脉冲生成电路218输出的电流检测脉冲Tt为“H”电平时，使电压输出无效(0V输出)。具体而言，如图44所示，电压检测电路219，用两个电阻219A、219B把压电变压器201的输出电压分压，使其降低至可输入A/D变换器206的电压电平。电压检测电路219，通过晶体管219，在电流检测脉冲Tt为“H”电平时，使输出电压为0V。
峰值保持电路251对电流检测器204得到的电压进行峰值保持和整流。该峰值保持电路251相当于图45所示的最大值检测电路。峰值保持电路251由电容器251A、电阻251B、两个二极管251C、251D构成。峰值保持电路251的动作与上述图24所示的实施例6的整流电路205的动作实质上相同。与实施例6的整流电路205的不同点在于，从实施例10的二极管251C输入电流检测电路204的输出电压，而从二极管251D输入电压检测电路219的输出电压，对高的电压进行峰值保持。
第2平滑电路271，仅在定时脉冲生成电路218输出的周期脉冲Ts为“H”电平期间，通过平均处理对A/D变换器206的输出电压Vad进行平滑。如图47(e)所示，第2平滑电路271，与紧接周期信号Ts下降沿后的主时钟同步，输出平滑电压Vlpf。该第2平滑电路271的动作，与上述图24所示实施例6的平滑电路207相比，仅平滑周期不同，其它方面动作实质上相同。
点亮检测电路221，根据定时脉冲生成电路218输出的电流检测脉冲Tt为“H”电平期间的A/D变换器206的输出电压，进行点亮、不点亮判断。即，点亮检测电路221输出点亮检测信号Vstate，在不点亮时输出“L”电平信号，在判断为点亮时输出“H”电平信号。
选择器222切换从外部提供的点亮时的基准数据Vref(目标电压)与启动时的基准数据Vopen(目标电压)，向误差电压运算电路208输出。选择器222，在点亮检测信号Vstate为“L”电平时，输出基准数据Vopen，反之，为“H”电平时，输出Vref。
第2频率设定电路291中，在外部提供的启动信号为“L”电平时，输出预定的初始分频比数据，为“H”电平时，把基于误差电压运算电路208输出的误差电压Verr的数据加至上次频率设定数据Fprev后输出。该第2频率设定电路291其构成是与紧接周期信号Ts的上升沿后的主时钟同步输出。第2频率设定电路291与图24所示的实施例6的频率设定电路209的不同点在于，增加了由数据输出周期与选择器291C输出初始分频比数据这一功能，其它构成相同。
在输出使能电路223中，启动信号为“L”电平时，输出为禁止状态，“H”电平时，输出驱动脉冲。
在实施例10的压电变压器驱动电路中，除上述以外的其它构成和动作与上述实施例6的场合相同，因而省略其说明。
实施例10的压电变压器驱动电路，其构成是，用一个A/D变换器206分时检测压电变压器201的输出电压与流过冷阴极管203的管电流，从而可进行点亮前的启动控制和点亮检测，平滑地从启动控制转移至点亮的通常控制。
下文，对实施例10的驱动电路动作加以说明。
首先，说明启动时的启动控制。
启动信号为“L”电平时，第2频率设定电路291输出预定的初始分频比数据。该初始分频比数据确定的驱动频率设定成对压电变压器201的谐振频率是足够高的频率，防止急剧产生大的输出电压。在启动信号为“L”电平时，输出使能电路223为禁止状态，虽然在输出使能电路223内部得到初始频率的驱动脉冲，但相对于功率晶体管220，处于不输出的待机状态。启动信号转换至“H”电平，则从输出使能电路223输出驱动脉冲，从压电变压器201得到输出电压。用图48，说明上述动作。图48是表示驱动电路各信号动作定时的波形图。
图48的(a)是由电压检测电路219中两个电阻219A、219B电阻分压所得的电压波形。在图48的(b)所示的电压检测脉冲Tt为“H”电平期间，晶体管219C为导通(ON)状态，因而电压检测电路219的输出压电为0伏。该动作目的在于使电压检测脉冲Tt为“H”电平期间，压电变压器201的输出电压检测切断(OFF)，仅向A/D变换器206输入电流检测电路204的输出电压，以判断冷阴极管203处于点亮状态还是不点亮状态。即，在冷阴极管203不点亮时，不流过管电流，因而电流检测电路204的输出电压为0伏。与此相反，若冷阴极管203点亮，则流过管电流，由电流检测电路204检测电压。这样，通过监测电压检测脉冲Tt为“H”电平期间的A/D变换器206的输出电压，可判断冷阴极管203是否点亮。
图48的(d)表示峰值保持电路251的输出电压。因电流检测电路204的输出是0伏，时刻t0～t1的电压A表示电压检测电路219的输出电压是峰值保持的电压。在时刻t1～t2中，冷阴极管203不点亮，在该期间中的电流检测脉冲Tt为“H”电平期间，峰值保持电路251的输出电压为0伏。第2平滑电路271平滑时刻t0～t1的电压A，在时刻t1输出该平滑数据Vlpf。该平滑数据Vlpf，与紧接同步信号Ts下降沿后的主时钟同步输出。为此，输出平滑数据Vlpf作为以图48中(g)所示定时加以平滑的输出电压。
从误差电压运算电路208输出冷阴极管203不点亮状态下启动时的基准数据Vopen与平滑电压Vlpf的差，作为误差电压Verr。在第2频率设定电路291中，基于误差电压Verr的数据加至上次频率数据Fprev，从而确定下次驱动频率。该第2频率设定电路291的基本动作及分频比分散分频电路210的动作，与上述实施例6的动作实质上相同。
通过上述动作，在实施例10中，进行控制，使冷阴极管203不点亮时，第2平滑电路271输出的平滑电压Vlpf与启动时基准数据Vopen相等，该动作持续到冷阴极管点亮为止。
接着，对冷阴极管203从不点亮状态向点亮状态转换时的动作进行说明。
图22中，示出压电变压器201的输出电压逐渐上升，在时刻t7开始流过管电流的情况。在管电流流过时刻t7～t8，电压检测脉冲Tt为“H”电平时，从峰值保持电路251输出电流检测电路204得到的电压。在点亮检测电路221中，当该检测电压比预定值大时，判断为点亮，点亮检测信号Vstate从“L”电平转换成“H”电平。在图48所示例子中，以时刻t7的定时，即电压检测脉冲Tt下降沿的定时，进行点亮检测。
在实施例10中没有示出判断点亮的具体门限值即判定基准电压，在点亮后电压检测电路219的输出电压比电流检测电路204的输出电压足够小时，它原理上可为比0V大得多且在基准数据Vopen以下的某个电压。这是因为，即使流过管电流后在点亮检测电路221判断为点亮前，点亮检测电路221仍按照使从A/D变换器206输入的电压与启动时的基准数据Vopen相等，进行工作。
当管电流流过时，冷阴极管203的阻抗大幅度降低，因而压电变压器201的升压比下降，从电压检测电路219得到的电压也大幅度下降。为此，冷阴极管203点亮时，可易于设定使电压检测电路219的输出电压比电流检测电路204的输出电压小。
通过上述动作，当点亮检测电路221的点亮检测信号为“H”电平时，进行控制，使向误差电压运算电路208提供的基准数据切换成点亮时的基准数据Vref，让从A/D变换器206输入的电压等于Vref。
点亮后，把电流检测电路204输出的电压设定得比电压检测电路219的输出电压高，从而由点亮前的启动控制，切换成控制冷阴极管203中流过的电流的电流控制。切换至电流控制后的动作，与上述实施例6说明的动作相同。
如上所述，在实施例10中，时分切换检测压电变压器201的输出电压与冷阴极管203中流过的电流，由此，可用一个通道的A/D变换器206作启动时的启动控制和点亮检测，可兼容启动控制与点亮控制，实现控制切换的平滑转换。
实施例10的驱动电路其构成是把一个控制周期作为同一分频比的2个分频比分散周期，在第1周期中，得到设定下一频率所用的电压，在第2周期中，把电压检测切断(OFF)，检测电流。由于上述构成，在实施例10中，可以少的部件电路构成进行上述分时控制。
在实施例10中，由于可各自设定启动时的基准数据Vpoen与点亮时的基准数据Vref，所以可自由设定开路电压(点亮前压电变压器201的输出电压)，确保冷阴极管203点亮的最低电压，同时，可把压电变压器201的输出电压抑制得尽可能低，因而能进行精细设定。
如上所述，根据本发明的实施例10，通过时分切换压电变压器输出电压与冷阴极管中流过电流的检测，可用1个通道(1ch)的A/D变换器作启动时的开路控制和点亮检测，可兼顾启动控制和点亮控制两者，实现控制切换的平滑转换。又，以1个检测周期为同一分频比的2个分频比分散周期，在第1周期中得到设定下一频率所用的电压，在第2周期中把电压检测切断(OFF)而检测电流，因此，用部件不多的电路即可进行时分控制。可分别设定启动时的基准数据Vopen和点亮时的基准数据Vref，因而可自由设定开路电压，确保冷阴极管3点亮的最低电压，同时可把压电变压器的输出电压抑制得尽可能低，能进行这样的精细设定。(实施例11)接着，对本发明实施例11的压电变压器驱动电路加以说明。
图49是本发明实施例11的压电变压器驱动电路的构成框图。图49中，与上述实施例相同功能和构成的部分，附加相同标号并省略其说明。
实施例10是适合于驱动电路数字化的启动控制方式的方案，可把启动时压电变压器的应力抑制至最低限度，同时，提高冷阴极管的点亮性能。
图49中，再启动处理电路224，在启动时的开路控制中，经预定时间还没点亮时，一旦停止输出驱动脉冲，则从初始频率再次重新启动。图50是再启动处理电路224的具体例子框图。图50中，第1计数电路224A对定时脉冲生成电路218输出的周期信号Ts的上升沿进行计数。第1计数电路224A其构成是，在启动前的状态或点亮后的状态时，不与周期信号Ts同步复位，在计数值为预定值时，与周期信号Ts同步复位。
由“与”门224E、反相器224F及第1解码电路224B进行第1计数电路224A的复位处理。在启动信号为L(低)电平或点亮检测信号Vstate为H(高)电平时，从“与”门224E输出“L”电平信号，从而第1计数电路224A复位。第1解码电路224B其构成是在第1计数电路224A的计数值为预定值时，输出“L”电平，此外，输出“H”电平信号。由此，计数值为第1解码电路224B确定的值时，从第1解码电路224B输出“L”电平，从而，“与”门224E输出为“L”电平，因而与下一周期信号Ts的上升沿同步，第1计数电路224A被复位。
第2计数电路224C，在定时脉冲生成电路218输出的周期信号Ts为“H”电平且第1解码电路224B输出为“L”电平时，开始计数。该第2计数电路224C在启动前的状态或点亮后的状态，被非同步地复位。该电路构成是在计数值为预定值时停止计数处理。
上述停止计数的处理，由第2解码电路224D和“与”门224H执行。即，第2解码电路224D，在第2计数电路224C的计数值为预定值时，输出“L”电平信号，此外，输出“H”电平信号。在第2计数电路224C的计数值为预定值时，从第2解码电路224D输出“L”电平信号，由此，“与”门224H的输出固定于“L”电平，以后，忽略周期信号TS及第1解码电路224B的“L”电平信号。
第2计数电路224C的复位处理，与上述第1计数电路224A的复位处理基本相同。“与”门224J输出第1解码电路224B的输出与第2解码电路224D的输出的逻辑和。
如上所述，在实施例11中设置再启动处理电路224的第1计数电路224A与第1解码电路224B。为此，由于这些电路的作用，在进行预定时间的开路控制后还没点亮时，驱动脉冲输出一旦停止，则使驱动频率返回初始频率。在上述再启动处理进行预定次数还没点亮时，中止启动处理。
图49中，“与”门225输出启动信号和再启动处理电路224输出的逻辑和。若任一输入信号为“L”电平，则“与”门225把选择器291C的输入切换至初始分频比，且禁止输出使能电路223的输出。
在实施例11中，其它构成和动作与上述实施例10的驱动电路实质上相同。
接着，对上述构成的实施例11的驱动电路的再启动处理电路的动作加以说明。图51是用于说明实施例11的再启动处理动作的定时波形图。图51中，(b)表示再启动处理时的压电变压器201的输出电压，(C)表示流过冷阴极管203的电流波形。
首先，采用图51的(b)和(c)，说明再启动处理动作。
若图51的(a)所示的启动信号在时刻t1，从“L”(低)电平变成H(高)电平，则输出驱动脉冲，从压电变压器201得到输出电压。其后，输出电压上升直至启动时的目标电压即基准数据Vopen，若经预定时间后还没点亮，则在时刻t2，驱动暂时停止。这是由于为防止压电变压器201破坏，不进行长时间开路控制。前面已说明，为了点亮冷阴极管203，必须向冷阴极管203施加高电压。此时，压电变压器201伴随有大的振动，因而，存在施加应力的状态。为此，在经预定时间后还不点亮时，暂时停止驱动以防止压电变压器201损坏。
在实施例11中，反复进行上述处理，从而提高冷阴极管203的点亮性能。这种重复处理不能无限地重复，因而在进行预定次数后，判断为冷阴极管203故障或印刷电路板图形的布线短路等，停止启动处理。在图51所示例子中，示出在进行两次启动处理后，第3次启动处理时，冷阴极管203点亮，开始流过电流时的波形。
接着，对实施例11和再启动处理电路224的具体动作进行说明。在实施例11中，设图50所示的第1解码电路224B的解码值为7，第2解码电路224D的解码值为3。
首先，启动信号为“L”(低)电平时，“与”门224E的输出为“L”(低)电平，第1计数电路224A和第2计数电路224C均复位，计数值为0。为此，第1解码电路224B和第2解码电路224D的输出均为“H”(高)电平，从“与”门224J输出H(高)电平。
接着，若在时刻t1，启动信号从“L”电平变为“H”电平，则“与”门225输出为“H”电平，因而输出使能电路223为“使能”，输出驱动脉冲。其后，第1计数电路224A，与周期信号TS的上升沿同步进行计数。该计数动作持续至点亮检测信号Vstate为“H”电平。计数值为7时，第1解码电路224B的输出转移至“L”电平，在下一周期信号TS的上升沿，使每1计数电路224A复位。该动作示于图51的(f)和(g)。
当第1解码电路224B的输出为“L”电平时，“与”门224J的输出为“L”电平。由此，“与”门225的输出也为“L”电平，第2频率设定电路291输出的频率数据返回初始频率，同时，输出使能电路223为禁止，停止驱动脉冲。
若在时刻t3，第1计数电路224A复位，则第1解码电路224B的输出转移至“H”电平，因而“与”门225的输出也转移至“H”电平，再次输出驱动脉冲。上述动作持续至点亮检测信号Vstate转换成“H”电平。
接着，第2计数电路224C与第1解码电路224B的输出信号的下降沿同步进行计数。该计数动作中，如图51的(h)所示，在时刻t2与时刻t4的第1解码电路224B的下降沿进行递增。该计数动作，若点亮检测信号Vstate不为“H”电平，则持续至第2解码电路224D设定的解码值。若第2计数电路224C的计数值为5，则第2解码电路224D的输出为“L”电平，使第2计数电路224C的动作停止。结果，“与”门224J固定在“L”电平，输出使能电路223为禁止，停止驱动脉冲。
一旦第2计数电路224C停止计数，则接着启动信号为“L”电平，停止持续至复位。示于图51的例子中，在时刻t7，点亮检测信号Vstate从“L”电平转移至“H”电平，从而，第1计数电路224A、第2计数电路224C复位，再启动处理电路224的动作停止。即，再启动处理电路224仅在开路控制中动作，在冷阴极管203点亮时其动作停止，“与”门224J的输出固定于“H”电平。
如上所述，在实施例11的驱动电路中，通过设置再启动处理电路224，避免长时间持续开路控制，可避免压电变压器损坏。实施例11的驱动电路，在冷阴极管一次开路控制不点亮时，可重复进行几次开路控制动作，因而可提高冷阴极管203的点亮性能。
在上述日本特开平10-52068号公报所揭示的以往驱动方式中，若压电变压器201的输出电压比预定值大，则驱动频率转移至高频侧，暂且使输出电压降低。但是，在本发明实施例11的驱动方式中，其构成是若压电变压器201的输出电压为预定值，则把该电压值保持预定时间，因而，可控制输出电压和时间两者，而且可控制再启动处理的次数。由此，实施例11的驱动电路，具有可最大限度抑制压电变压器201的应力，同时可进行使冷阴极管203的点亮性能良好的最佳设定等重大效果。
如上所述，根据本发明的实施例11，通过再启动处理电路224，不持续长时间开路控制，从而抑制压电变压器201的损坏，同时，在冷阴极管203用一次开路控制不点亮时，可重复进行几次开路控制。由此，不会损害冷阴极管203的点亮性能。而且，实施例11其构成是若压电变压器1的输出电压为预定值，则保持该电压值预定时间，因而可控制输出电压和时间两者，还能控制再启动处理次数。为此，可最大限度抑制压电变压器201的应力，同时，可进行最佳设定使冷阴极管203的点亮性能良好。(实施例12)接着，对本发明实施例12的压电变压器驱动电路进行说明。
图52是本发明实施例12的压电变压器驱动电路的构成框图。图52中，与上述实施例相同功能与构成的部分附加相同标号，省略其说明。
由于从压电变压器201输出高电压，在其实用时，要求对于防止元件损坏及因大电流而产生火灾等情况有充分的对策。本发明实施例12的驱动电路是一种为防止上述事故且适合于压电变压器201保护功能数字化的改进方案。具体而言，在实施例12中，提出一种在冷阴极管203点亮时，因印刷电路板图形断线、短路、冷阴极管203破坏等而使压电变压器201输出开路时，使输出迅速停止的驱动方式，及一种瞬时停电等使电源电压瞬间降低而冷阴极管203熄灭时的再次启动处理。
在图52中，异常检测电路206，由A/D变换器206的输出电压Vad、定时脉冲生成电路218输出的电流检测脉冲Tt、点亮检测信号Vstate，检测压电变压器201负荷开路，或瞬时停电引起的输出降低并输出异常检测信号Voff。异常检测信号Voff平时为H(高)电平，异常时为L(低)电平。在检测到异常检测信号Voff为L(低)电平时，“与”门225输出转换成“L”电平，输出使能电路223的输出为禁止，从而驱动脉冲输出停止。这时，“与”门225的输出转换至“L”电平，因而第2频率设定电路291输出的频率数据Ffreg返回初始频率。
实施例12驱动电路的其它构成和动作与实施例11说明的情况实质上相同。
接着，参照附图，说明实施例12的异常检测电路226的异常检测方法。
图54所示波形表示因印刷电路板图形断线、短路、冷阴极管203损坏等(例如压电变压器201输出与冷阴极管203输入连接线断线或电流检测电路204短路损坏)原因使压电变压器201负荷处于开路状态的例子。图54中，(a)表示冷阴极管203中流过的电流波形，(b)表示压电变压器201的输出电压波形，时刻t3中示出由于某种原因使负荷处于开路状态的情况。
这样，在负荷处于开路状态时，如图54的(a)所示，电流不流过电流检测电路204，如图54(b)所示，压电变压器201输出电压变大。这种状况与冷阴极管203点亮前相同，在电流检测脉冲Tt为H(高)电平时，A/D变换器206的输出电压Vad显著降低，在电流检测脉冲Tt为L(低)电平时，成为与由电压检测电路219的电压点亮的状况实质上相同的电平。
示于图55的波形图，示出因瞬时停电使电源电压瞬间降低的例子。图55中，(a)表示冷阴极管203的电流波形，(b)表示压电变压器201的输出电压波形。在该例子中，冷阴极管203的管电流与压电变压器201的电压两者，在瞬时停电期间均降低。由此，A/D变换器206输出的电压Vad也同时降低。
这里所述的瞬时停电是指在保持驱动电路电源电压的状态下，仅加至电磁变压器202的电压降低的状态。通常，“DVC Movie”等便携式小型摄像设备等，其构成是在内部有电源电路，可对某种程度瞬时停电仍能保持输出电压。但是，为减小背光的功率变换损耗，驱动冷阴极管203所用的电源电压大多从AC适配器直接提供。在便携式摄像设备中，没有电池而经AC适配器直接提供电源时，瞬时停电直接产生影响，使该期间电源供给停止。尤其，便携摄像设备的背光电源，为避免电源电路引起效率降低，采用不经电源电路而从AC适配器直接提供电源的方式。为此，与经电源电路提供电源的电路部分相比，背光电源易受瞬时停电影响。因而，通常瞬时停电时，有时保持LSI的电源电压而仅冷阴极管203驱动电压降低。有时，家用电源因各家庭及其地区的电源故障或雷击等产生约几十毫秒的瞬时停电。
如上所述，在压电变压器驱动电路中存在图54与图55所示两种异常状态。不管何种情况，作为处理，在图54所示输出开路时，希望迅速使之停止，在图55所示瞬时停电现象产生时，为避免驱动电路失控，希望暂时停止输出，在电源电压恢复后，迅速开始再启动。为此需要识别上述异常状态。
在本发明实施例12的驱动电路中，用下文说明的原理检测两种异常状态。
在电流检测脉冲Tt为L(低)电平期间，A/D变换器206输出显著降低时，因是压电变压器201的输出电压与冷阴极管203的电流两者均降低的状况，故判断为瞬时停电。
在电流检测脉冲Tt为“H”(高)电平期间，A/D变换器206输出显著降低时，认为瞬时停电与输出开路两者均产生。实施例12中，在A/D变换器206的输出显著降低时，根据下一电流检测脉冲Tt转移至“L”电平时A/D变换器206的检测信号Vad，识别上述两种异常情况。这是因为输出开路的情况下，下一电流检测脉冲Tt变为“L”电平时，A/D变换器6的输出电压Vad恢复，而瞬时停电时，通常情况下不恢复。因此，在实施例12的驱动电路中，若下一电流检测脉冲Tt转换成“L”电平时的检测信号Vad比预定值大，则判断为输出开路，此外，判断为瞬时停电。
图53是实施例12的异常检测电路226的具体例子框图。
图53中，比较电路226F，在来自A/D变换器206的输入信号比预定值Voff低时，输出H(高)电平；高时，输出“L”(低)电平。第1RS触发电路226A设定成，在启动信号为“L”电平时输出“H”电平信号，在开路检测时复位，输出“L”电平。“与”门226B在开路检测时输出“H”电平信号。锁存电路226C，在紧接电流检测脉冲Tt下沿前，锁存输出比较电路226F的输出。反相器226D使电流检测脉冲Tt极性反相。锁存电路226K，仅在电流检测为“L”电平期间，锁存输出比较电路226F的输出。反相器226E使锁存电路226K的输出反相。“与”门226J在瞬时停电时输出“L”电平。“与”门226H输出启动信号与再启动处理电路224的第1解码电路224B的输出信号的逻辑和。第2RS触发电路226G，在瞬时停电时复位，输出“L”电平；在启动信号为“L”电平或再启动处理电路224的第1解码电路224B的输出为“L”电平时，输出“H”电平信号。“与”门226M，在异常检测时，输出“L”电平信号。
上述实施例12的异常检测电路226的构成，由第1RS触发器电路226A、“与”门226B、锁存电路226C及比较电路226F进行开路检测，由第2RS触发器电路226G、“与”门226J和226H、锁存电路226K、比较电路226F进行瞬时停电检测。
接着，对实施例12驱动电路的瞬时停电动作加以说明。
在图53的构成中，加至异常检测电路226的启动信号为“L”电平时，第2RS触发器电路226G的输出信号固定为“H”电平。这时，点亮检测信号Vstate为“L”电平，因而“与”门226J的输出为“L”电平，第2RS触发器电路226G不复位，使启动时不执行瞬时停电动作。
在启动信号为“H”电平，转移至点亮状态后，再启动处理电路224的第2解码电路224B的输出信号固定为“H”电平。为此，第2RS触发器电路226G在使启动信号为“L”电平前不置位，且点亮检测信号Vstate也为“H”电平。因而，点亮后仅锁存电路226K的输出有效。
在A/D变换器206的输出电压Vad比预定电压Voff高时，“L”电平信号经比较电路226F输入锁存电路226K。反之，在A/D变换器206的输出电压Vad比预定电压Voff低时，“H”电平信号输入锁存电路226K。锁存电路226K，在电流检测脉冲Tt为“L”电平时，若输入是“L”电平，则照原样输出“L”电平信号，使第2RS触发器电路226G复位。结果，“与”门226M的输出为“L”电平，输出暂停。此时，向点亮检测电路221输出“L”电平信号，使点亮检测信号Vstate转换成“L”电平。由此，再启动处理电路224开始动作，在第1解码电路224B为“L”电平时，第2RS触发器电路226G置位，“与”门226M输出为“H”电平。结果，输出使能电路223有效，开始驱动。以后的动作与实施例11再启动处理电路的动作相同，因而省略其说明。
接着，对实施例12的开路检测动作进行说明。
启动信号为“L”电平时，第1RS触发器电路226A的输出固定为“H”电平。点亮检测信号Vstate为“L”电平时，因而“与”门226B的输出固定为“L”电平，第1RS触发器电路226A不复位，使启动时不执行开路检测动作。
在启动信号变为“H”电平，转移至点亮状态后，在“与”门226B的四个输入全部成为“H”电平时，判断为开路状态，第1RS触发器电路226A复位，从“与”门226M输出“L”电平信号。结果，由输出使能电路223停止驱动。
如上所述，“与”门226B的四个输入全部为“H”电平的条件是根据上述原理部分中已说明的逻辑。
第1个条件是锁存电路226C的输出为“H”电平时，即紧接电流检测脉冲Tt下降沿前的A/D变换器206的输出比预定电压Voff小时。
第2个条件是电流检测脉冲Tt为“L”电平期间，该期间反相器226D的输出为“H”电平。
第3个条件，是在第2个条件中，A/D变换器206的输出Vad比预定电压Voff大，反相器226E的输出为“H”电平。
第4个条件是点亮的情况，点亮检测信号Vstate为“H”电平。
上述构成的实施例12的压电变压器驱动电路，其构成是在点亮时因某种原因使冷阴极管203的周边连接切断时，或冷阴极管203因冲击遭损坏，使压电变压器201的输出为开路状态时，迅速停止驱动。实施例12的驱动电路其构成是，在瞬时停电时暂停输出，经预定时间后，开始再启动，因而可预先防止压电变压器201遭到损坏及因瞬时停电处于失控状态而引起功率晶体管220等元件损坏。
如上所述，根据本发明的实施例12的构成，在点亮时因某种原因切断冷阴极管203周边连接、冷阴极管203因冲击而损坏或压电变压器201输出成为开路状态时，迅速停止驱动，同时在瞬时停电时，暂停输出，经预定时间后，开始再启动。由此，根据实施例12的驱动电路，可防止压电变压器201损坏及因瞬时停电处于失控状态引起功率晶体管220等元件损坏于未然。(实施例13)接着，对本发明实施例13的压电变压器驱动电路加以说明。
图56是本发明实施例13的压电变压器驱动电路构成框图。图56中，对上述实施例相同功能和构成部分，附加相同标号，省略其说明。
用数字方式产生驱动脉冲的情况与用模拟方式产生驱动脉冲的情况不同，因为驱动频率离散，在驱动频率变化时，对压电变压器201尽管不大，但还是施加冲击。实施例13的驱动电路是一种要把该冲击抑制至最低限度，因而使点亮控制中或启动控制中的驱动频率变化尽可能缓慢的驱动方式方案。实施例13中，提供一种抑制闪烁的驱动方式方案。该闪烁是在实施例8和实施例9中说明过的、在压电变压器201谐振点附近进行控制期间驱动频率变化大时产生的。
实施例13的驱动电路，在图44所示的实施例10的构成上增加示于图35的峰值检测电路213和极性反相电路214，具有在压电变压器201谐振点附近进行控制的功能(下文简称为峰值控制功能)。进而，实施例13的驱动电路还包括检测点亮时控制状态的检测电路227、以与控制状态相应的箝定值箝定误差电压运算电路208输出的误差电压Verr值的箝定处理电路228、在点亮前启动控制时，在第2频率设定电路291输出的频率数据内仅把分频比分散数据置换成0的转换电路229。下文，详细说明示于图56的实施例13的压电变压器201驱动电路的状态检测电路227，箝定处理电路228和转换电路229。
状态检测电路227是在点亮时检测是处于峰值控制状态还是通常控制状态的电路，在实施例13中，其构成是通常控制时输出“L”电平信号，峰值控制时输出“H”电平信号。状态检测电路227的具体电路例子示于图57。
图57中，比较电路227B把加法器208A的输出(等效于误差电压Verr)与预设的收敛判定电压Vconv(后述)进行比较，在加法器20gA的输出比收敛判定电压Vconv大时输出“L”电平，反之，在比收敛判定电压小时输出“H”电平信号。比较电路227B判定目前冷阴极管203的电流收敛状态或判定比目标电流大还是小。RS触发器电路227A，在点亮检测信号Vstate是点亮前状态，即“L”电平时，或比较电路227B输出为“H”电平时，即冷阴极管203电流处于收敛状态或比目标电流大时复位。在峰值检测电路13输出为“H”电平时，RS触发器电路227A置位。
状态检测电路227如上所述构成，在峰值控制状态时输出“H”电平，在通常控制状态时，输出“L”电平。箝定处理电路228是以预定值箝定误差电压运算电路208输出的误差电压Verr值的电路。该箝定值在点亮前状态、峰值控制状态及点亮后的通常控制状态中进行切换。箝定处理电路228的具体电路例子示于图57。
图57中，箝定电路228A在误差电路Verr比另设的预定值大时或小时，输出预定值。另设的预定值由选择器228B输出。
选择器228B设定成，点亮前输出第1箝定值，点亮后处于通常控制状态时输出第2箝定值，点亮后处于峰值控制状态时，输出第3箝定值。
箝定电路228A，把点亮前的第1箝定值设定为0，在误差电压Verr比0小时，输出0。在误差电压换算成驱动脉冲分频比而为大于1分频的误差电压时，箝定为1分频的值。例如，在第2频率设定电路291输出的频率数据Ffreq设定成8位，其高端四位上设定分频比，低端四位上设定分散数据的情况下，误差电压Verr在16以上时，分频比变化1以上。在这种情况下，第1箝定值设定成16以下。
第2箝定值，在误差电压Verr的绝对值换算成驱动脉冲分频比而为1分频以上的误差电压时，箝定为1分频的值。为此，若采用上述例子，箝定值设定成-16以上或16以下。第3箝定值设定成几乎可忽略背投光辉度变化的微小值。
箝定处理电路228如上所述构成，其动作使得在点亮前状态下，误差电压Verr为0以下时箝定为0，不向驱动频率变高方向移动。点亮后的通常控制时，其动作使驱动频率移动量必定为1分频以下；在峰值控制时，即使在误差电压Verr的绝对值变大，即脱离目标值时，也不使平均驱动频率变大(只有少量变化)。
实施例13的转换电路229，设定成在点亮前状态中中止分频比分散。置换电路229的具体例子示于图58。
在图58中，选择器229A，在点亮检测信号Vstate为“L”电平时，即在点亮前启动控制时，输出0作为分散数据，以中止分频比分散。在点亮后，选择器229A切换至第2频率设定电路291输出的分散数据加以输出，以进行分频比分散，从而得到调光性能。
实施例13中的其它构成和动作与上述实施例8和实施例10说明的情况相同，这里省略其说明。
实施例13的第1个特征是，构成为在压电变压器1的负荷处于开路状态启动时，对离散的频率变化反应敏感。在实施例13的构成中，为使加至压电变压器的应力尽可能小，在中止分频比分散，达到目标电压时，固定驱动频率，等待冷阴极管203点亮。由此，在启动时开路控制中，可抑制在目标电压附近，驱动频率变动引起的压电变压器输出电压变化。
第2个特征是，在点亮前启动控制或点亮后通常控制时，为减小急剧频率变化对压电变压器201的影响，而把频率控制时的分频比变化量抑制成1以下。
第3个特征是，在峰值控制时，为了抑制谐振点附近频率变动大而引起的闪烁，使峰值控制对频率控制中的平均频率变动量变小。
对上述第1个特征的动作，通过图56所示的实施例13的动作加以说明。
首先，点亮启动控制时，点亮检测信号Vstate为“L”电平，因而在误差电压Verr负值时，箝定处理电路228箝定为0。为此，分频比不向使其变小的方向移动，即不向高频侧移动。图59示出驱动控制时频率与输出电压的关系。采用图59，说明驱动控制中的频率设定动作的变迁。
首先，启动时的初始频率设定得比压电变压器201的谐振频率足够高，设该设定点为A点。从A点电压开始，输出电压逐渐上升至B点、C点，在超过目标电压Vpoen至D点时，误差电压Verr为负值。由此，箝定处理电路228把误差电压箝定为0，成为与上次相同的驱动频率，保持在D点的电压上，等待冷阴极管203点亮。已在上述置换电路229中说明过，启动时，中止分频比分散。
对表示上述第2特征的动作加以说明。在图59中，把误差电压Verr加到A点驱动频率的输出电压上，确定B点驱动频率。这时，在所加误差电压Verr大时，频率急剧变化，因而在误差电压Verr比1分频大时，箝定电路228箝定于与1分频相应的数据，从而防止频率急剧变化。该箝定电路在点亮后也同样动作。但，点亮后，在例如调光等使辉度变暗时，使冷阴极管203中流过的电流从大向小转换，误差电压Verr的绝对值箝定为与箝定值相等。
接着，对表示第3个特征的动作加以说明。图60是表示冷阴极管203的管电流相对于驱动频率的特性曲线，表示与目标电流相比，该冷阴极管203的管电流小的状况。
在图60中，在工作点为A点时，若接近目标电压，则驱动频率移至低频侧。在移至B点、C点时，如上述实施例8中所说明那样，转换成峰值控制。这时，峰值检测电路213的输出电压转换成“H”(高)电平，因而从状态检测电路227输出“H”(高)电平，箝定值从第2箝定值切换为第3箝定值。为此，C点至D点的移动量变小，进而移动至E点、F点。为此，在接近谐振点处进行控制，电流变化量变小，从而使闪烁的发生大幅度减少。
其后，例如通过使目标电流变小等，目标电流变得比当前电流小时，从比较电路227B输出“H”(高)电平，RS触发器电路227A复位。结果，从状态检测电路227输出“L”(低)电平信号，箝定值转换成原来的第2箝定值。由此，可迅速移动至目标电流。
如上所述，在实施例13中，通过状态检测电路227、箝定电路228、置换电路229、中止启动时的分频比分散，抑制急剧的频率变化，进而，在峰值控制时，使频率变化步幅变小。为此，具有可减小压电变压器201的应力，可抑制峰值控制时闪烁等显著效果。
根据本发明的实施例13，可中止启动时的分频比分散，抑制急剧的频率变化，进而在峰值控制时使频率变化步幅变小。为此，实施例13的驱动电路具有可减小压电变压器201的应力，抑制峰值控制时的闪烁等显著结果。
上述实施例所示的驱动电路，具有适合于数字LSI的驱动方式，可与液晶控制器等共同制成一块芯片，从而可大幅度减少部件数。因而，可期待具有使小型摄像设备等更小型化的效果。进而，对实用上成为问题的电源电压变动的问题与避免最恶劣状态的各种保护功能等，本发明也有有效对策，因而，本发明的电压变压器驱动电路，实用上效果很大。
对本发明以某种程度的详尽说明了最佳实施形态，该最佳实施形态目前揭示的内容，其构成细节应可以变化，不脱离权利要求所述的本发明的范围和思想，可实现各要素的组合和顺序的变化。
产业可应用性本发明的压电变压器驱动电路用于驱动液晶显示监视器的背投光等的冷阴极射线管，用于个人计算机(PC)、液晶电视、带有液晶显示器的摄录一体VTR等。尤其，本发明的压电变压器驱动电路为数字方式，因而可与其它LSI一起做成一块芯片，从而可节省空间，尤其在要求超小型的摄录一体型的VTR和数字摄像机中具有效果。进而，因是数字方式，易于与微机系统交换信息，可进行高度调光控制，在根据图像景色和周围亮度进行自动调光方面，也可得到比已有技术好的调光控制性能。
权利要求
1．一种压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括馈入为供给冷阴极管而受控的电流并用驱动脉冲频率驱动的压电变压器；检测所述冷阴极管中流过的负荷电流的电流检测器；把从所述电流检测器得到的正弦波状的交流电压实质上变换成直流电压的整流电路；把所述整流电路中整流的电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；根据所述误差数据，把压电变压器驱动脉冲频率设定为M位数据(M为整数)的频率设定电路；分频电路，以预定分频比对预定频率的时钟进行分频，生成压电变压器驱动脉冲，并控制成在所述压电变压器的驱动脉冲N(N为整数)周期期间，所述分频比分散，N周期期间的平均分频比与N除所述频率设定电路输出的M位数据所得的商值实质上相等；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
2．一种压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括馈入为供给冷阴极管而受控的电流并用驱动脉冲频率驱动的压电变压器；检测所述冷阴极管中流过的负荷电流的电流检测器；把从所述电流检测器得到的正弦波状的交流电压实质上变换成直流电压的整流电路；把所述整流电路中整流的电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；根据所述误差数据，把压电变压器驱动脉冲频率设定为M位数据(M为整数)的频率设定电路；对预定频率的时钟进行分频以产生压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管；所述分频电路的分频比在预定周期期间分散，第A0·20+A1·21+……+An-1·2n-1(式中，A0、A1、……An-1所表示的Ax是0或1数值)周期的分频比，由所述频率设定电路输出的M位数据中的低端n位数据(B0·20+B1·21+……+Bn-1·2n-1式中，B0、B1、……Bn-1所表示的Bx是0或1数值)及高端m位数据C(C是十进制数)经下式(1)给出{A0·Bn-1+A0·A1·Bn-2+……+A0·A1……·An-2·An-1·B0}+C(1)
3．一种压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括馈入为供给冷阴极管而受控的电流并用驱动脉冲频率驱动的压电变压器；检测所述冷阴极管中流过的负荷电流的电流检测器；把从所述电流检测器得到的正弦波状的交流电压实质上变换成直流电压的整流电路；以预定采样时钟，把整流的电压信号变换成数字信号的A/D变换器；以预定周期使所述A/D变换器的输出数据平滑的平滑电路；把所述平滑电路的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；根据所述误差数据，把压电变压器的驱动脉冲频率设定成M位数据的频率设定电路；对预定频率的时钟进行分频以生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
4．如权利要求3所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，该驱动电路还包括由用与平滑周期相同的周期进行平滑的相位不同的多个平滑电路构成的平滑电路；切换电路，以预定定时切换所述多个平滑电路输出使输出最新平滑数据并向误差电压运算电路输出。
5．如权利要求3所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，分频电路的分频比在压电变压器驱动脉冲的N(N为整数)周期期间分散，N周期期间的平均分频比设定成与N除所述频率设定电路输出的M位(M为整数)数据所得的商值实质上相等；平滑电路的平滑周期为所述驱动脉冲N周期的整数倍。
6．如权利要求3所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，分频电路的分频比在压电变压器驱动脉冲的N周期期间分散，第A0·20+A1·21+……+An-1·2n-1(式中，A0、A1、……An-1所表示的Ax是0或1数值)周期的分频比，由频率设定电路输出的M位数据中的低端n位数据(B0·20+B1·21+……+Bn- 1·2n-1；式中，B0、B1、……Bn-1所表示的Bx是0或1数值)及高端m位数据C(C是十进制数)经下式(2)给出{A0·Bn-1+A0·A1·Bn-2+……+A0·A1……·An-2·An-1·B0}+C(2)平滑电路的平滑周期为所述驱动脉冲N周期的整数倍。
7．一种压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括馈入为供给冷阴极管而受控的电流并用驱动脉冲频率驱动的压电变压器；检测所述冷阴极管中流过的负荷电流的电流检测器；对所述电流检测器所得到的正弦波状的交流电压进行半波整流的半波整流电路；把半波整流的电压信号与预定基准电压进行比较并输出“H”电平或“L”电平数据的比较器；检测所述比较器输出数据的脉冲宽度的脉冲宽度检测电路；以预定周期使所述脉冲宽度检测电路输出的脉冲宽度数据平滑的平滑电路；把所述平滑电路的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘常数倍后输出作为误差数据的误差电压运算电路；把所述平滑电路的输出数据乘常数倍，并把压电变压器的驱动脉冲频率设定为M位(M为整数)数据的频率设定电路；对预定频率的时钟进行分频以生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
8．如权利要求3或7所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，该驱动电路还包括由用与平滑周期相同的周期进行平滑的相位不同的多个平滑电路构成的电路；切换电路，以预定定时切换所述多个平滑电路输出使输出最新平滑数据并向误差电压运算电路输出。
9．如权利要求7所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，分频电路的分频比在压电变压器驱动脉冲的N(N为整数)周期期间分数，N周期期间的平均分频比设定成与N除所述频率设定电路输出的M位(M为整数)数据所得的商值实质上相等；平滑电路的平滑周期为所述驱动脉冲N周期的整数倍。
10．如权利要求7所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，分频电路的分频比在压电变压器驱动脉冲的N周期期间分散，第A0·20+A1·21+……+An-1·2n-1(式中，A0、A1、……An-1所表示的Ax是0或1数值)周期的分频比，由所述频率设定电路输出的M位数据中的低端n位数据(B0·20+B1·21+……+Bn-1·2n-1；式中，B0、B1、……Bn-1所表示的Bx是0或1数值)及高端m位数据C(C是十进制数)经下式(3)给出{A0·Bn-1+A0·A1·Bn-2+……+A0·A1……An-2·An-1·B0}+C(3)平滑电路的平滑周期为所述驱动脉冲N周期的整数倍。
11．一种压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括馈入为供给冷阴极管而受控的电流并用驱动脉冲频率驱动的压电变压器；检测所述冷阴极管中流过的负荷电流的电流检测器；把从所述电流检测器得到的正弦波状的交流电压实质上变换成直流电压的整流电路；把整流的电压信号与预定的基准电压进行比较，输出“H”电平或“L”电平数据的比较器；在预定期间对所述比较器输出数据进行计数的计数电路；以预定周期使所述计数电路输出的计数数据平滑的平滑电路；切换输出所述平滑电路的输出数据与所述计数电路输出数据的切换电路；把所述切换电路的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘常数倍后输出作为误差数据的误差电压运算电路；由所述误差数据，把压电变压器的驱动脉冲频率设定成M位(M为整数)数据的频率设定电路；对预定频率的时钟进行分频以生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
12．如权利要求11所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，分频电路的分频比在压电变压器驱动脉冲的N(N为整数)周期期间分数，N周期期间的平均分频比设定成与N除所述频率设定电路输出的M位(M为整数)数据所得的商值实质上相等；平滑电路的平滑周期为所述驱动脉冲N周期的整数倍。
13．如权利要求11所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，分频电路的分频比在压电变压器驱动脉冲的N周期期间分散，第A0·20+A1·21+……+An-1·2n-1(式中，A0、A1、……An-1所表示的Ax是0或1数值)周期的分频比，由所述频率设定电路输出的M位数据中的低端n位数据(B0·20+B1·21+……+Bn-1·2n-1；式中，B0、B1、……Bn-1所表示的Bx是0或1数值)及高端m位数据C(C是十进制数)经下式(4)给出{A0·Bn-1+A0·A1·Bn-2+……+A0·A1……·An-2·An-1·B0}+C(4)平滑电路的平滑周期为所述驱动脉冲N周期的整数倍。
14．一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；把所述电流检测电路得到的正弦波状的电压变换成直流电压的整流电路；把整流电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；根据所述误差数据，把压电变压器驱动脉冲频率设定为M位数据(M为整数)的频率设定电路；以预定频率的时钟的正向沿进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；在所述时钟反向沿对所述分频电路的输出脉冲进行锁存输出的反向沿处理电路；切换所述分频电路输出的驱动脉冲与所述反向沿处理电路输出的驱动脉冲并加以输出的选择器；用于驱动压电变压器的功率晶体管；其构成是所述分频电路的分频比在所述压电变压器驱动脉冲N周期期间分散，N周期期间的平均分频比与N除所述频率设定电路输出的M位数据所得的值实质上相等且N周期期间内的分频比的变动在1以下。
15．如权利要求14所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，所述分频电路的分频比由所述频率设定电路输出的M位数据中的高端MU位数据提供的数据Div与所述分散电路的输出数据之和提供，设定所述分散电路输出数据，使低端M-MU位数据A，在所述压电变压器驱动脉冲N(=2M-MU)周期期间，输出A次“H”(高)信号。
16．如权利要求15所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，其构成是，所述选择器，在所述分散电路的输出为H(高)信号时，输出所述反向沿处理电路输出的驱动脉冲；在所述分散电路的输出为L(低)信号时，输出所述分频电路输出的驱动脉冲。
17．如权利要求15所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，其构成是，频率设定电路输出的低端M-MU位数据A比2M-MU/2小时，在所述分散电路在N(=2M-MU)周期期间的第偶数次或奇数次分散输出“H”(高)信号。
18．一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电压的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；把所述电流检测电路得到的正弦波状的电压变换成直流电压的整流电路；把整流电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；根据所述误差数据，把压电变压器驱动脉冲频率设定为M位数据(M为整数)的频率设定电路；以预定频率的时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；接收来自外部微机系统的电源电压信息，设定所述分频电路输出的驱动脉冲占空比的脉冲宽度设定电路；用于驱动压电变压器的功率晶体管。
19．如权利要求18所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，所述脉冲宽度设定电路包括计数电路；用所述频率设定电路输出的M位数据乘来自所述微机系统的电源电压信息得到的值使所述计数电路输出H(高)信号的解码电路；用所述分频电路输出脉冲进行置位，并用所述解码电路输出脉冲进行复位的触发器电路。
20．一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；把所述电流检测电路得到的正弦波状的电压变换成直流电压的整流电路；把整流电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；在预定时间保持所述A/D变换器的输出数据，并根据与过去数据的比较进行压电变压器谐振点检测的峰值检测电路；根据所述峰值检测电路的输出数据，使所述误差数据极性反相的极性反相电路；把所述极性反相电路的输出数据加至上次频率设定值从而设定压电变压器驱动脉冲频率的频率设定电路；以适应所述频率设定电路的输出数据的分频比，对预定频率的时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
21．如权利要求20所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，其构成为所述峰值检测电路的输出数据在所述A/D变换器的输出数据比基准数据大或所述误差电压运算电路输出数据的绝对值比预定值小时复位，并在所述A/D变换器的输出数据比基准数据小且比上次A/D变换器的输出数据小时，使上次峰值检测电路输出值极性反相。
22．如权利要求20所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，所述分频电路的分频比其构成是在驱动脉冲N周期期间分散。
23．如权利要求20所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，还备有在驱动脉冲N周期期间把所述A/D变换器的输出数据加以平均后，向所述误差电压运算电路输出的平滑电路。
24．一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；把所述电流检测电路得到的正弦波状的电压变换成直流电压的整流电路；把整流电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后作为误差数据输出的误差电压运算电路；在预定时间保持所述A/D变换器的输出数据，并根据与过去数据的比较进行压电变压器谐振点检测的峰值检测电路；把所述误差数据与上次频率设定数据相加后输出的频率设定电路；切换所述频率设定电路的输出与前N次频率设定数据，并输出作为压电变压器驱动脉冲的频率设定数据的选择器；以适应所述选择器输出数据的分频比，对预定频率的时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
25．如权利要求24所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，所述分频电路的分频比构成为在驱动脉冲的N周期期间分散。
26．如权利要求24所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，还备有在驱动脉冲N周期期间把所述A/D变换器的输出数据加以平均后，向所述误差电压运算电路输出的平滑电路。
27．如权利要求24所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，其构成为所述峰值检测电路的输出数据在所述A／D变换器的输出数据比基准数据大或所述误差电压运算电路输出数据的绝对值比预定值小时复位，并在所述A/D变换器的输出数据比基准数据小且比上次A/D变换器的输出数据小时置位。
28．一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；检测压电变压器输出电压的电压检测电路；检测所述电流检测电路与电压检测电路所得到的正弦波状的电压中大的一方的电压值并变换成直流电压的整流电路；使所述电压检测电路的输出周期性地在预定期间阻断的阻断电路；把整流的电压信号变换成数字信号的A/D变换器；检测所述阻断电路导通时的A/D变换器的输出电压从而判定冷阴极管点亮的点亮检测电路；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘常数倍后输出作为误差数据的误差电压运算电路；切换点亮状态的基准数据与启动时的基准数据，并输出所述基准数据的选择器；启动时设定初始频率，从下次起，把所述误差数据加至上次频率设定数据后输出的频率设定电路；以适应所述频率设定电路输出数据的分频比，对预定频率时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管；其构成是所述阻断电路导通时，使所述压电变压器驱动脉冲频率保持恒定。
29．如权利要求28所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，还包括在驱动脉冲N周期期间，分散所述分频电路分频比的分散电路，并构成所述分散电路仅在点亮时工作。
30．如权利要求28所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，还包括在驱动脉冲N周期期间把所述A/D变换器的输出数据加以平均后，向所述误差电压运算电路输出的平滑电路。
31．如权利要求30所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，构成为在所述阻断电路导通时，使所述平滑电路输出保持恒定，并使所述分频电路输出的驱动脉冲频率保持恒定。
32．一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；检测所述电流检测电路得到的正弦波状的电压并变换成直流电压的整流电路；把整流的电压信号变换成数字信号的A/D变换器；检测A/D变换器的输出电压从而判定冷阴极管点亮的点亮检测电路；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后输出作为误差数据的误差电压运算电路；启动时设定初始频率，从下次起，把所述误差数据加至上次频率设定数据后输出的预率设定电路；以适应所述频率设定电路输出数据的分频比，对预定频率时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；对所述分频电路输出的驱动脉冲进行输出控制的输出使能电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管；再启动处理电路，若经预定时间后所述点亮检测电路还不判定点亮，则禁止所述输出使能电路，把所述频率设定电路输出的频率设定数据设定为初始频率，再次进行启动处理。
33．如权利要求32所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，还包括检测所述压电变压器输出电压的电压检测电路和使所述电压检测电路的输出周期性地在预定期间阻断的阻断电路，并构成所述整流电路检测所述电流检测电路与电压检测电路所得到的正弦波状电压中电压值大的一方的电压并变换成直流电压，以便在所述阻断电路导通时进行点亮检测。
34．如权利要求32所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，构成为在所述再启动处理电路进行预定次数再启动处理后，所述点亮检测电路还不判定点亮时，停止输出。
35．如权利要求32所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，所述再启动电路包括第1计数电路，以预定周期进行计数，在该计数值达到预定值时，输出复位信号，把所述频率设定电路的频率数据切换成初始值且把所述输出使能电路切换成禁止；第2计数电路，对所述计数电路输出的复位信号进行计数，在该计数值达到预定值时，把所述输出使能电路切换成禁止，停止其计数值。
36．一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；检测压电变压器输出电压的电压检测电路；检测所述电流检测电路与电压检测电路所得到的正弦波状的电压中大的一方的电压值并变换成直流电压的整流电路；使所述电压检测电路的输出周期性地在预定期间阻断的阻断电路；把整流的电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后输出作为误差数据的误差电压运算电路；启动时设定初始频率，从下次起，把所述误差数据加至上次频率设定数据后输出的频率设定电路；以适应所述频率设定电路输出数据的分频比，对预定频率的时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；对所述分频电路输出的驱动脉冲进行输出控制的输出使能电路；检测所述阻断电路导通时所述A/D变换器输出电压A与所述阻断电路阻断时所述A/D变换器输出电压B的异常检测电路；保护电路，具有下述功能输出复位信号，在所述输出电压B比预定电平小时，把所述频率设定电路的频率数据切换成预定期间初始频率且把所述输出使能电路切换成预定期间禁止；另一方面，在输出电压A比预定电平小而输出电压B在预定电平以上时，使输出使能电路禁止，停止输出；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
37．一种通过使驱动脉冲频率变化而使输出电压变化，从而控制流过冷阴极管的电流的压电变压器驱动电路，其特征在于，它包括检测负荷电流的电流检测电路；把所述电流检测电路得到的正弦波状的电压变换成直流电压的整流电路；把整流电压信号变换成数字信号的A/D变换器；把所述A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差的数据乘以常数倍后输出作为误差数据的误差电压运算电路；把所述误差数据箝定在预定范围中加以输出的箝定电路；把所述箝定电路的输出数据加至上次频率设定数据后输出作为压电变压器驱动脉冲的频率设定数据的频率设定电路；以适应所述频率设定数据的分频比对预定频率时钟进行分频，从而生成压电变压器驱动脉冲的分频电路；用于驱动所述压电变压器的功率晶体管。
38．如权利要求37所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，还包括峰值检测电路，在预定期间保持所述A/D变换器的输出数据，并根据与过去数据作比较，进行所述压电变压器谐振点检测；在所述峰值检测电路检测谐振点时，在谐振点附近进行控制的峰值控制电路；判定控制状态是峰值控制状态还是通常控制状态的状态检测电路；其构成是根据所述状态检测电路的输出值切换所述箝定电路的箝定值。
39．如权利要求38所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，其构成是与通常控制时相比，在峰值控制时，使箝定值变小。
40．如权利要求37所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，还包括检测所述冷阴极管是点亮前状态还是点亮后状态的点亮检测电路；其构成是根据所述点亮检测电路的输出值切换所述箝定电路的箝定值。
41．如权利要求37所述的压电变压器驱动电路，其特征在于，构成为在点亮前，所述误差电压运算电路输出的误差数据为负时，把输入所述频率设定电路的误差数据箝定为0。
全文摘要
本发明提供一种可以低频时钟得到频率分辨率高的驱动脉冲、且可以低成本构成进行电压检测并可进行数字处理的压电变压器驱动电路;该驱动电路其构成是,误差电压运算电路把A/D变换器的输出数据与外部提供的基准数据的差数据乘常数倍后输出作为误差数据;频率设定电路根据误差数据,把压电变压器驱动脉冲的频率设定成M位数据;分频比分散电路对预定频率的时钟进行分频,从而生成压电变压器驱动脉冲;分频比分散电路的分频比,在压电变压器驱动脉冲的N(N为整数)周期期间分散,使N周期期间平均分频比与N除频率设定电路输出的M位数据的商值实质上相等。
文档编号H05B41/282GK1287707SQ9980187
公开日2001年3月14日 申请日期1999年10月19日 优先权日1998年10月21日
发明者中西英行, 小林隆宏 申请人:松下电器产业株式会社