Vo来表征从输出端子OUT1、0UT2向负载RL供应的输出电压，用1来表征输出电流。
[0039]在输入端子INl、IN2连接有输入电容器Cl。在输入端子INl、IN2串联连接有电感器L1、开关元件Ql以及电流检测用的电阻R5。开关元件Ql其栅极与驱动电路10连接，通过从驱动电路10输入控制信号，由此来进行接通断开。以下，用Il来表征开关元件Ql接通时流过电阻R5的电流。
[0040]在输入端子INl与输出端子OUTl之间，串联连接有上述的电感器LI和开关元件Q2。另外，也可以取代开关元件Q2而连接有二极管。在输出端子OUTl、0UT2之间连接有平滑电容器C2。
[0041]在该构成中，开关元件Q1、Q2被交替地接通断开，由此从输入端子IN1、IN2输入的直流电压被升压，被升压后的直流电压从输出端子0UT1、0UT2向负载RL输出。
[0042]另外，上述的开关元件Ql、Q2相当于本发明的开关电路，电感器LI以及平滑电容器C2相当于本发明的平滑电路。
[0043]在输出端子0UT1、0UT2之间连接有分压电阻R1、R3、R4。在电阻Rl并联连接有由电容器C3以及电阻R2构成的相位补偿电路。以下，用Pl来表征电阻Rl、R3的连接点，用P2来表征电阻R3、R4的连接点。电阻R1、R2以及电容器C3是本发明所涉及的“输出电压检测信号控制电路”的一例。
[0044]在误差放大器11的非反相输入端子⑴连接有连接点Pl，对于反相输入端子(_)输入基准电压Vref。误差放大器11将输入至各端子的电压的误差放大，并输出给比较器12的非反相输入端子(+)。在比较器12的反相输入端子(_)连接有三角波振荡器13。比较器12将来自误差放大器11的输出电压、和来自三角波振荡器13的输出电压进行比较，并生成与比较结果相应的占空比的PWM调制信号。驱动电路10基于比较器12生成的PWM调制信号来驱动开关元件Ql、Q2。通过误差放大器11、比较器12以及驱动电路10的各动作来进行反馈控制。
[0045]在该电路中，在采用不设置电阻R5、R6的构成的情况下，对于误差放大器11的非反相输入端子(+)仅输入基于分压电阻R1、R3、R4的检测电压，从误差放大器11输出与基准电压Vref的误差被放大后的输出电压。因此，若向负载RL输出的输出电流1变大，则进行反馈控制以输出与此相伴的输出电压Vo，谋求了输出电压的稳定化。
[0046]另一方面，通过设置电阻R5、R6，从而对于误差放大器11的非反相输入端子(+)输入将开关元件Ql接通时的输出电压叠加于基于电阻Rl、R3、R4的检测电压而得到的电压。具体地，若开关元件Ql被接通，则在电阻R5中流过电流II，电阻R5产生电压降。此时，成为开关元件Ql侧的电阻R5的一端的电位变为(+)，电流将通过电阻R6、R4而流向地面。其结果，连接点P2、Pl的电位提高。并且，对于误差放大器11的非反相输入端子(+)输入将开关元件Ql接通时的输出电压叠加于基于电阻Rl、R3、R4的检测电压而得到的电压。
[0047]在该情况下，与采用不设置电阻R5、R6的构成的情况相比，与基准电压Vref的误差变大，来自误差放大器11的输出电压提高。比较器12根据来自误差放大器11的输出电压来生成接通占空比的PWM调制信号。伴随来自误差放大器11的输出电压变高，比较器12生成接通占空比窄的PWM调制信号。并且，驱动电路10基于生成的PWM调制信号来对开关元件Ql、Q2进行开关控制。在以接通占空比窄的PWM调制信号来对开关元件Ql进行开关控制的情况下，输出电压Vo变低。
[0048]若向负载RL输出的输出电流1变大，则与此相伴，电流Il变大，电阻R5的电压降变高。与此相伴，连接点P2、P1的电位进一步提高，与基准电压Vref的误差进一步变大。其结果，来自误差放大器11的输出电压进一步提高，比较器12生成接通占空比更窄的PWM调制信号。即，伴随着向负载RL输出的输出电流1变大而电流Il变大，与采用不设置电阳R5、R6的构成的情况相比，生成接通占空比窄的PWM调制信号，来自输出端子OUT 1、0UT2的输出电压Vo变低。
[0049]图2是表示电流电压特性的图，表示输出电压Vo相对于输出电流1的特性。如上述那样生成PWM调制信号，使得伴随着电流1变大而输出电压Vo变小。因此，如图2所示，电流电压特性具有伴随输出电流1的增加而输出电压Vo下降的倾斜度。
[0050]通过使电流电压特性具有倾斜度，从而例如在并行驱动了两个DC-DC转换器的情况下，能分散分别施加于两个DC-DC转换器的负载。图3是表示并行驱动的两个DC-DC转换器的电流电压特性的图。如图3所示，使两个DC-DC转换器的电流电压特性分别具有倾斜度。第IDC-DC转换器如图3的特性⑴所示那样，具有以无负载时的输出电压Va为起点且随着负载的增加而输出电压减少的电流电压特性。第2DC-DC转换器如图3的特性(2)所示那样，具有以无负载时的输出电压Vb ( < Va)为起点且随着负载的增加而输出电压减少的电流电压特性。
[0051]在并行驱动这两个DC-DC转换器的情况下，在向负载输出的输出电流小时(输出电流Ia时)，仅第IDC-DC转换器输出电压VI。即，负载仅施加于第IDC-DC转换器。若向负载输出的输出电流变大(输出电流Ib时)，则第IDC-DC转换器和第2DC-DC转换器分别输出电压V2。此时，第IDC-DC转换器输出的是输出电流Ic，第2DC-DC转换器输出的是输出电流lb。即，负载施加于第I以及第2DC-DC转换器双方，输出的是输出电流Ib+Ic。
[0052]如此，图1所示的DC-DC转换器101的电流电压特性具有图2所示那样的斜率，从而向负载RL输出的输出电流1越增大，则输出电压Vo越降低。因而，并行驱动时的DC-DC转换器101的负担被减轻。并且，在本实施方式中，用于进行反馈控制的电流检测用的电阻R5—般被作为过电流检测用来利用，不需要为了获得斜率而追加特别的元件。因此，不会在常时流过电流的流向负载RL的电流路径中使用电压降用的电阻，因此能在不产生损耗的情况下使电流电压特性具有斜率。
[0053](实施方式2)
[0054]图4是实施方式2所涉及的DC-DC转换器102的电路图。在图4中，省略了图1所示的负载RL以及直流电源Vin。实施方式2所涉及的DC-DC转换器102在生成PWM调制信号的电路构成上与实施方式I不同。以下，说明与实施方式I的不同点，对于与实施方式I同样的部件赋予相同的符号，并省略说明。
[0055]在输出端子OUT 1、0UT2之间连接有分压电阻R7、R8。该分压电阻R7、R8的连接点与误差放大器11的反相输入端子(-)连接。
[0056]开关元件Ql的源极经由二极管Dl而与电容器C4连接。在晶体管Trl的基极-发射极间连接有该电容器C4。晶体管Trl其发射极被接地，集电极被连接至与基准电压Vref连接的分压电阻R9、RlO的连接点。分压电阻R9、RlO的连接点与误差放大器11的非反相输入端子(+)连接。
[0057]在该构成中，若开关元件Ql被接通，则在电阻R5中流过电流11，在电阻R5的两端产生电压。此时，成为开关元件Ql侧的电阻R5的一端的电位变为(+)，通过二极管Dl而电容器C4被充电。若电容器C4被充电，则根据其