专利名称：交流-直流两用压缩机调速控制器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及压缩机技术领域，更具体地说，涉及ー种交流-直流两用压缩机调速控制器。
背景技术：
直流压缩机已广泛用于移动冰箱制冷，交流-直流两用压缩机调速控制器由直流无刷电机控制电路和AC/DC变换电路两部分組成，既可以使用直流电源，也可以使用交流电源。现有的交流-直流两用压缩机调速控制器100如图I所示，包括AC/DC整流电路10、DC/DC降压电路20、DC/DC升压电路30、DC/AC逆变电路40和DC输入开关电路50组 成。该交流-直流两用压缩机调速控制器100可以利用交流和直流两种电源向压缩机电机60供电。在直流供电时，DC输入开关电路50开通将输入直流如12V/24V供给DC/DC升压电路30，DC/DC升压电路30将输入直流进行升压后供给DC/AC逆变电路，DC/AC逆变电路40再将直流逆变为三相交流以驱动压缩机采用的直流无刷电机。在交流供电时，AC/DC整流电路先将100V 240V交流变换为高压直流，再通过DC/DC降压电路20将高压直流变换为低压直流给前述DC/DC升压电路30，同时使DC输入开关电路50关闭，即在同时有DC和AC供电的情况下，而优先使用AC供电。这样就实现了既可以使用直流电源，也可以使用交流电源。然而，现有技术方案的主要缺点是在交流供电时待机功耗高。压缩机用于冰箱制冷时，压缩机电机60的开停可由外接的运行开关和温控开关控制。当运行开关闭合，且冰箱内部温度高于设定温度，温控开关闭合，交流-直流两用压缩机调速控制器100输出，压缩机电机60起动运行。当冰箱内部温度低于设定温度，温控开关断开，或是运行开关断开时，交流-直流两用压缩机调速控制器100将停止输出，压缩机电机60停止，DC/DC升压电路30和DC/AC逆变电路40也停止工作，进入休眠状态，以消耗最小的功率，但AC/DC整流电路10和DC/DC降压电路20仍继续工作，使控制器的待机功率达到2W 3W。
实用新型内容本实用新型要解决的技术问题在干，针对现有交流-直流两用压缩机调速控制器的待机功耗高的缺陷，提供一种低待机功耗的交流-直流两用压缩机调速控制器。本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是构造ー种交流-直流两用压缩机调速控制器，包括AC/DC整流电路、DC/DC降压电路、DC输入开关电路、DC/DC升压电路和DC/AC逆变电路；所述交流-直流两用压缩机调速控制器还包括待机控制电路，与所述DC/DC降压电路和AC/DC整流电路相连，用于接收待机信号以及所述DC/DC降压电路的工作状态信号，发送用于控制所述AC/DC整流电路与所述DC/DC降压电路同步进入间歇工作模式的信号给所述AC/DC整流电路。在根据本实用新型所述的交流-直流两用压缩机调速控制器中，所述AC/DC整流电路进ー步包括用于将输入的交流信号转换为直流信号的整流桥；以及与所述整流桥相连的功率因数校正模块，用于对所述整流桥转换后的直流信号进行功率因数校正后输出给所述DC/DC升压电路。在根据本实用新型所述的交流-直流两用压缩机调速控制器中，所述DC/DC降压电路进一歩包括半桥谐振単元、输出直流检测单元和半桥谐振控制单元；所述半桥谐振单元包括场效应管Q2、场效应管Q3、变压器Tl、电容C2、ニ极管D6、ニ极管D7和电容E2 ;其中，所述场效应管Q2和场效应管Q3串联在AC/DC整流电路的正输出端和负输出端之间，且场效应管Q2的源极和场效应管Q3的漏极连接在一起并接入变压器Tl的原边绕组的第一端，变压器Tl的原边绕组的第二端通过电容C2连接至场效应 管Q3的源极，变压器Tl的副边绕组的第一端和第二端分别通过正接的ニ极管D7和ニ极管D6连接至电容E2的正极，且变压器Tl的副边绕组的中间端连接至电容E2的负极并接地，所述电容E2的正极和负极分别作为DC-DC降压电路的正输出端和负输出端输出降压后的直流；所述输出直流检测单元具有输出直流检测端，其连接至所述电容E2的正扱，井生成反馈信号给所述半桥谐振控制单元；所述半桥谐振控制単元的第一 PWM输出端和第二 PWM输出端分别连接至场效应管Q2和场效应管Q3的栅极，以控制所述场效应管Q2和场效应管Q3的导通和截止。在根据本实用新型所述的交流-直流两用压缩机调速控制器中，所述功率因数校正模块包括储能电感LI、场效应管Ql、整流ニ极管D5、电容E1、电阻R2和功率因数校正控制单兀；所述储能电感LI连接在整流桥的正输出端与所述场效应管Ql的漏极之间，所述场效应管Ql的源极通过电阻R2连接至整流桥的负输出端并接地，所述整流ニ极管D5的阳极与所述场效应管Ql的漏极相连，所述整流ニ极管D5的阴极与电容El的正极连接，所述电容El的正极作为AC/DC整流电路的正输出端，电容El的负极连接至AC/DC整流电路的负输出端并接地；所述功率因数校正控制单元的PWM波输出端连接至所述场效应管Ql的栅极，所述功率因数校正控制单元用于发送PWM波信号控制所述场效应管Ql的导通和截止。在根据本实用新型所述的交流-直流两用压缩机调速控制器中，所述待机控制电路包括光电耦合器U2、三极管Q4、三极管Q5和电阻R91-R96 ;其中，待机信号接收端通过电阻R94连接到三极管Q5的基板，三极管Q5的基极通过电阻R96接地，三极管Q5的集电极通过电阻R93接高电平VCCA，且三极管Q5的集电极连接至三极管Q4的基板，三极管Q4的发射极和三极管Q5的发射极接地，电阻R92与光电耦合器U2的发光二极管输入侧串联在高电平VCCA和三极管Q4的集电极之间。电阻R91和电阻R95串联在高电平VFF与地之间进行分压，光电耦合器U2的受光三极管输出侧的集电极连接到电阻R91和电阻R95的中间点，并与所述功率因数校正控制单元的运行控制端RUN相连，所述光电耦合器U2的受光三极管输出侧的发射极与半桥谐振控制单元的工作状态信号的输出控制端PFC_ST0P相连。在根据本实用新型所述的交流-直流两用压缩机调速控制器中，所述功率因数校正控制单元还具有与所述半桥谐振控制单元连接的谐振控制端，用于在所述功率因数校正控制单元异常时发送信号关闭所述半桥谐振控制単元从而停止半桥谐振単元工作。[0018]实施本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器，具有以下有益效果本实用新型提供的交流-直流两用压缩机调速控制器通过待机控制电路将待机信号输送到交流侧，并根据DC/DC降压电路的工作状态控制AC/DC整流电路与所述DC/DC降压电路同步进入间歇工作模式，使交流侧的控制电路在控制器待机时也可以同时间歇地休眠，从而降低控制器待机功耗。
下面将结合附图及实施例对本实用新型作进ー步说明，附图中图I是现有的交流-直流两用压缩机调速控制器的模块示意图；图2为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例的模块示意图；图3为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例中AC/DC整流电路的电路原理图；图4为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例中功率因数校正控制单元的电路原理图；图5为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例的半桥谐振单元的原理图；图6为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例中半桥谐振控制単元的电路原理图；图7为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例中输出直流检测单元的电路原理图；图8为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例中待机控制电路的电路原理图。
具体实施方式
为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，
以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一歩详细说明。请參阅图2，为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例的模块示意图。如图2所示，本实用新型提供的交流-直流两用压缩机调速控制器包括AC/DC整流电路10、DC/DC降压电路20、DC/DC升压电路30、DC/AC逆变电路40、DC输入开关电路50和待机控制电路70。其中，AC/DC整流电路10与交流电源输入端相连，用于将输入的交流信号转换为直流信号。例如，输入的交流电源的电压为100V 240V。DC/DC降压电路20与AC/DC整流电路10相连，用于对AC/DC整流电路10转换后的直流信号进行降压。DC输入开关电路50与直流电源输入端和DC/DC降压电路20相连，当交流电源未供电，则DC/DC降压电路20无输出吋，DC输入开关电路50开通并将直流电源的输入直流如12V/24V供给DC/DC升压电路30，当检测DC/DC降压电路20输出电信号时则关闭以停止将直流供给DC/DC升压电路30。DC/DC升压电路30，与DC/DC降压电路20和DC输入开关电路50相连，用于对降压后的直流信号进行升压，或者对通过DC输入开关电路50输入的直流电源的直流信号进行升压。例如直流电源输入12V/24V的电压。DC/AC逆变电路40与DC/DC升压电路30相连，用于将升压后的直流信号逆变为三相交流以驱动压缩机电机60。因此，当直流供电时，DC/DC升压电路30将输入直流进行升压后供给DC/AC逆变电路40，DC/AC逆变电路40再将直流逆变为三相交流以驱动压缩机采用的直流无刷电机。当交流供电时，AC/DC整流电路10先将交流变换为高压直流，再通过DC/DC降压电路20将高压直流变换为低压直流给前述DC/DC升压电路30，从而实现既可以使用直流电源，也可以使用交流电源。 在本实用新型提供的该实施例中，待机控制电路70与DC/DC降压电路20和AC/DC整流电路10相连，用于接收待机信号并根据DC/DC降压电路20的工作状态，发送信号控制AC/DC整流电路10与所述DC/DC降压电路20同步进入间歇工作模式。也就是说，待机控制电路70与运行开关和温控开关所组成的开关控制単元相连，用于接收其产生的待机信号。由于DC/DC降压电路20在压缩机停机时本身是间歇工作的，因此待机控制电路70在接收到待机信号期间，当DC/DC降压电路20工作时，接收到DC/DC降压电路20正在工作的工作状态信号，发送信号控制AC/DC整流电路10工作。在DC/DC降压电路20停止工作时，接收 到DC/DC降压电路20停止工作的工作状态信号，发送信号控制AC/DC整流电路10也停止工作。上述运行开关和温控开关所产生的待机信号同时还控制DC/DC升压电路30和DC/AC逆变电路40停止工作。在本实用新型提供的该实施例中，AC/DC整流电路进ー步具有整流桥11和功率因数校正模块13。其中，整流桥11，用于将输入的交流信号转换为直流信号。功率因数校正模块13，用于对整流桥11转换后的直流信号进行功率因数校正后输出给所述DC/DC升压电路20。请參阅图3，为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例中AC/DC整流电路10的电路原理图。如图3所示，其中整流桥11包括ニ极管D1、D2、D3和D4，其中二极管Dl的阳极和ニ极管D3的阴极同时连接至交流电源的第一输入端，ニ极管D2的阳极和ニ极管D4的阴极同时连接至交流电源的第二输入端，ニ极管Dl的阴极和ニ极管D2的阴极同时连接至整流桥的正输出端，ニ极管D3的阳极和ニ极管D4的阳极同时连接至整流桥的负输出端。整流桥的负输出端接地。因此，ニ极管D1、D2、D3和D4通过上述连接构成了整流桥11，进而将交流电源输入的交流信号转换为直流信号。在整流桥11和功率因数校正模块13之间还可以设置有滤波单元12，如采用连接在正负极之间的滤波电容Cl实现。功率因数校正模块13进ー步包括储能电感LI、场效应管Q1、整流ニ极管D5、电容El和功率因数校正控制单元(图3中未示出)。其中，储能电感LI连接在整流桥的正输出端与场效应管Ql的漏极之间，场效应管Ql的源极通过电阻R2接地。整流ニ极管D5的阳极与场效应管Ql的漏极相连，整流ニ极管D5的阴极与电容El的正极连接，电容El的负极接地，电容El的正极作为AC/DC整流电路的正输出端，电容El的负极连接至AC/DC整流电路的负输出端并接地。功率因数校正控制单元的PWM波输出端QlG连接至场效应管Ql的栅极，功率因数校正控制单元用于发送PWM波信号控制场效应管Ql的导通和截止。当场效应管Ql导通时，整流桥输出的直流信号通过储能电感LI、场效应管Ql、电阻R2至接地端形成回路，电流ん流过储能电感LI的线圈，在线圈未饱和前，电流し线性增カロ，电能以磁能的形式储存在储能电感LI的线圈中。此时，由于整流ニ极管D5的截止作用，电容El放电，通过AC/DC整流电路的输出端向负载提供能量。当场效应管Ql截止时，储能电感LI两端产生自感电动势ん，以保持储能电感LI中电流方向不变。这样，ん与整流桥输出的直流信号叠加在一起串联向电容El和负载供电。请參阅图4，为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例中功率因数校正控制单元的电路原理图。如图4所示，该功率因数校正控制单元包括功率因数校正芯片Ul和周边电路实现。在本实施例中，功率因数校正芯片Ul可以采用型号为L6563的芯片实现，该芯片是ー种电流型功率因数校正器。该功率因数校正控制单元具有输出电压检测端VMDC2连接至AC/DC整流电路的正输出端，即电容El的正极。且电阻R7和电阻R8串联在输出电压检测端VMDC2与地直接实现分压。电阻R7和电阻R8之间的节点连接至功率因数校正芯片Ul的INV端(第I脚)， 该INV端可以跟踪AC/DC整流电路的正输出端的输出电压，进而对输出的PWM波进行调节。电容C6和电阻Rll串联后与电容C7并联在功率因数校正芯片Ul的INV端(第I脚)和功率因数校正芯片Ul的COMP端(第2脚)之间，组成补偿网络，实现电压控制回路的稳定性，并确保高功率因数和低THD。输出电压检测端VMDC2还通过串联的电阻R22、电阻R50和电阻R51接地，且电阻R22和R50之间的节点连接至功率因数校正芯片Ul的PFC_0K端(第7脚)作为PFC预稳压器的输出电压监测/禁用功能。且该PFC_0K端(第7脚)还通过电容C12接地。功率因数校正控制单元还具有输入电压采集端VMDC1，连接至整流桥的正输出端，该输入电压采集端VMDCl通过电阻R3和电阻R9接地进行分压，且电阻R3和电阻R9之间的节点连接至功率因数校正芯片Ul的MULT端(第3脚)。且功率因数校正芯片Ul的MULT端(第3脚)通过电容C5接地。该MULT端用于确定主要输入乘数。功率因数校正控制单元还具有比较电压采集端VCQ1，连接至场效应管Ql的源扱，该比较电压采集端VCQl通过电阻RlO连接至功率因数校正芯片Ul的CS端(第3脚)，并通过电容CU接地，因此可将场效应管Ql的源极的电压施加到这个引脚，并与内部參考确定MOSFET的关断。功率因数校正控制单元还具有PWM波输出端Q1G，连接至场效应管Ql的栅极，由功率因数校正芯片Ul的⑶端(第13脚)输出PWM波控制场效应管Ql的导通和截止。功率因数校正芯片Ul的VCC端(第14脚)连接至由副电源提供的直流工作电压VAUX。且该直流工作电压VAUX通过电容C9接地进行滤波。通过上述电路连接，功率因数校正芯片Ul就能通过采集的输入电压采集端VMDCl、输出电压检测端VMDC2和比较电压采集端VCQl的參数，对PWM波输出端QlG输出的PWM波进行调整，进而实现功率因数校正。进ー步地，DC/DC降压电路20可以包括半桥谐振単元、输出直流检测单元和半桥谐振控制単元。请參阅图5，为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例的半桥谐振単元的原理图。如图5所示，其中半桥谐振単元包括场效应管Q2、场效应管Q3、变压器Tl、电容C2、ニ极管D6、ニ极管D7、电容E2以及半桥谐振控制单元(图5中未示出)。其中，DC-DC降压电路20的场效应管Q2和场效应管Q3串联在AC/DC整流电路的正输出端和负输出端之间。且场效应管Q2的源极和场效应管Q3的漏极连接在一起并接入变压器Tl的原边绕组的第一端，变压器Tl的原边绕组的第二端通过电容C2连接至场效应管Q3的源扱。变压器Tl的副边绕组的第一端通过正接的ニ极管D7连接至电容E2的正极，变压器Tl的副边绕组的第二端通过正接的ニ极管D6连接至电容E2的正扱，且变压器Tl的副边绕组的中间端通过连接至电容E2的负极并接地。电容E2的正极和负极分别作为DC-DC降压电路20的正输出端和负输出端输出直流。该变压器Tl可以采用原边绕组和副边绕组分开为左右绕制的变压器，以增大漏电感，可以利用该变压器自身的漏电感作为串联谐振电感，从而省去了一只独立的串联谐振电感，使DC/DC半桥谐振降压电路结构紧凑。请參阅图6，为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例中半桥谐振控制单元的电路原理图。如图6所示，该半桥谐振控制単元由高压谐振控制芯片U3和周边电路实现。在本实施例中，高压谐振控制芯片U3可以采用型号为L6599的芯片实现。
该半桥谐振控制单元具有第一 PWM输出端Q2G和第二 PWM输出端Q3G分别与场效应管Q2和场效应管Q3的栅极相连。且第一 PWM输出端Q2G连至高压谐振控制芯片U3的HVG端(第15脚)，第二 PWM输出端Q3G连至高压谐振控制芯片U3的LVG端(第11脚)，进而由高压谐振控制芯片U3分别输出PWM波控制场效应管Q2和场效应管Q3的导通和截止。该半桥谐振控制单元还具有高端门极驱动电流回路端0UT，其连接至所述场效应管Q2的源极和场效应管Q3的漏极，该高端门极驱动电流回路端OUT直接连接至高压谐振控制芯片U3的OUT端(第14脚)，并通过电容C18连接至高压谐振控制芯片U3的Vboot端(第16脚)。高端门极驱动电流回路端OUT为场效应管Q2的源极和场效应管Q3提供电流返回回路。该半桥谐振控制单元还具有电流检测信号输入端ISEN，其连接至变压器Tl的原边绕组的第二端，以采集变压器原边绕组中的电流，并通过串联的电容C22、电阻R60和正接的ニ极管D20送入高压谐振控制芯片U3的ISEN端(第6脚)，且该ISEN端通过并联的电阻R64和电容C24接地，且ニ极管D20的阳极通过反接的ニ极管D15接地。请參阅图7，为根据本实用新型的交流-直流两用压缩机调速控制器的优选实施例中输出直流检测单元的电路原理图。如图7所示，该输出直流检测单元具有输出直流检测端VCCl，其连接至电容E2的正极，并通过电阻R58和电阻R59接地进行分压。该输出直流检测端VCCl还通过电阻R40、电阻R38、光电耦合器U5的发光侧和稳压芯片U4接地，且电阻R40和电阻R38之间的节点通过电容E5接地。且电阻R58和电阻R59之间的节点连接至稳压芯片U4的控制端，同时通过串联的电阻R57和电容C21连接至稳压芯片U4的正扱。光电耦合器U5的发光侧的输入端和输出端之间连有电阻R56。当输出直流检测端VCCl的电压值达到一定程度时，光电稱合器U5的发光侧导通并发光，因而光电稱合器U5的受光侧也导通，光电耦合器U5的受光侧的输入端连接至半桥谐振控制单元的反馈信号输入端FB，进而将该反馈信号发送给半桥谐振控制单元。该反馈信号输入端FB随后施加信号给高压谐振控制芯片U3的软启动端CS、最低振荡频率设置端RFmin和间歇工作模式门限端STBY。间歇工作模式门限端STBY通过检测输出电压反馈信号FB，然后与内部參考电压(I. 25V)比较，如果STBY输入端电压低于參考电压，高压谐振控制芯片U3进入休眠状态，エ作电流降到最低，只有极小的静态电流；而当STBY输入端电压高于參考电压超过50mV吋，高压谐振控制芯片U3重启进入工作状态。当负载变化吋，DC/DC半桥谐振电路通过电压反馈，自动调节谐振频率使输出电压稳定。图6中R62电阻值决定最低谐振工作频率，R63电阻值决定最高谐振工作频率。当负载减小时，谐振频率升高，而当负载很小谐振频率升高到最高谐振工作频率时，谐振频率不能再升高，就会使输出电压VCCl上升，而使反馈信号电压FB和间歇工作模式门限端输入电压STBY下降，当STBY输入端电压低于參考电压，高压谐振控制芯片U3停止输出，进入休眠状态，并使半桥谐振电路停止工作。当半桥谐振电路停止工作后，输出电压VCCl下降，而使反馈信号电压FB和间歇工作模式门限端输入电压STBY上升，当STBY输入端电压上升高于參考电压超过50mV吋，高压谐振控制芯片U3重启，半桥谐振电路重新工作，使输出电压VCCl上升。如此反复，半桥谐振电路间歇工作，在保持输出电压稳定的同吋，由于半桥谐振 电路不工作时，高压谐振控制芯片U3也不工作，进入休眠状态，工作电流降到最低，从而大大降低了待机功耗。此外，上述功率因数校正控制单元还具有谐振控制端LA，其由功率因数校正芯片Ul的LATCH端(第8脚)连接至半桥谐振控制单元，该谐振控制端LA通过电阻R48连接至高压谐振控制芯片U3的DIS端(第8脚)，用于在功率因数校正控制单元异常时发送信号关闭半桥谐振控制单元从而停止半桥谐振単元工作。请參阅图8，为根据本实用新型的优选实施例中待机控制电路的电路原理图。如图8所示，待机控制电路70包括光电耦合器U2、三极管Q4、三极管Q5和电阻R91-R96。其中，待机信号接收端Jk通过电阻R94连接到三极管Q5的基板，三极管Q5的基极通过电阻R96接地，三极管Q5的集电极通过电阻R93接高电平VCCA，且三极管Q5的集电极连接至三极管Q4的基极，三极管Q4的发射极和三极管Q5的发射极接地，电阻R92与光电耦合器U2的发光二极管输入侧串联在高电平VCCA和三极管Q4的集电极之间。电阻R91和电阻R95串联在高电平VFF与地之间进行分压，光电耦合器U2的受光三极管输出侧的集电极连接到电阻R91和电阻R95的中间点，并与上述功率因数校正芯片Ul的运行控制端RUN (第10脚)相连，所述光电耦合器U2的受光三极管输出侧的发射极与上述高压谐振控制芯片U3的工作状态信号的输出控制端PFC_ST0P (第9脚)相连。当待机信号接收端Jk接收到待机信号吋，例如为低电平时有效，开关管Q5截止，开关管Q4导通，光电稱合器U2的输入侧发光二极管导通发光,光电稱合器U2的输出侧受光三极管导通，使得高压谐振控制芯片U3的PFC_ST0P端(第9脚)的输出状态可以控制功率因数校正芯片Ul的运行控制端RUN端(第10脚)的输入状态。也就是说，直流侧部分即DC/DC升压电路30和DC/AC逆变电路40受到运行开关和温控开关的控制进入待机工作模式后，此时大部分电路处于关闭或休眠状态，仅消耗极小的电流。半桥谐振控制电路通过间歇工作模式门限端STBY检测输出直流电压，当输出电压高于上限设定吋，高压谐振控制芯片U3停止工作进入休眠模式，减小消耗电流，高压谐振控制芯片U3停止工作后DC/DC降压电路也停止工作，直流输出电压会缓慢下降。当输出电压低于下限设定吋，高压谐振控制芯片U3和DC/DC降压电路恢复工作，使直流输出电压上升，当输出电压高于上限设定吋，高压谐振控制芯片U3又停止工作进入休眠模式。即高压谐振控制芯片U3可以在空载或负载很小时进入间歇工作模式，反复进入休眠状态，从而减小工作电流。同时，高压谐振控制芯片U3由工作模式进入休眠模式时，其内置的开集电极三极管由截止变为导通，此内置三极管的发射极接地，集电极接PFC_STOP输出端。功率因数校正芯片Ul的RUN端(第10脚)为高电平时功率因数校正芯片Ulエ作，功率因数校正芯片Ul的RUN端(第10脚)为低电平时功率因数校正芯片Ul停止エ作进入休眠模式。当控制器正常工作时，待机信号为高电平，三极管Q5导通，三极管Q4截止，光电耦合器U2的输出也截止，无论高压谐振控制芯片U3的PFC_ST0P端(第9脚)的状态，功率因数校正芯片Ul的RUN端(第10脚)都为高电平，功率因数校正芯片Ul处于工作模式，不会进入休眠模式。而当待机信号为低电平时，三极管Q5截止，三极管Q4导通，光电耦合器U2的输出也导通，当高压谐振控制芯片U3的PFC_ST0P端(第9脚)内部截止无输出时，功率因数校正芯片Ul的RUN端(第10脚)仍为高电平，功率因数校正芯片Ul处于工作模式，只有当高压谐振控制芯片U3的PFC_ST0P端(第9脚)导通吋，功率因数校正芯片Ul的RUN端(第10脚)也通过光电耦合器U2的输出侧和U3的PFC_ST0P端(第9脚)对地导通，变为低电平，功率因数校正芯片Ul也停止工作进入休眠模式，电流消耗随之降低。由于控制器处于待机时高压谐振控制芯片U3是间歇工作，因而在待机时功率因数校正芯片Ul也将同步进入间歇工作模式，从而使总的功耗大大降低。 综上所述，本实用新型提供的交流-直流两用压缩机调速控制器在交流电源工作时待机功耗低于1W，同时控制器工作稳定。因为AC/DC降压电路只在待机时进入间歇工作模式，此时电流极小，所帯来的噪音也很小。此外，如果不通过光电耦合器U2，直接由高压谐振控制芯片U3的PFC_ST0P端(第9脚)控制功率因数校正芯片Ul的RUN端(第10脚)，虽然控制器待机功耗也可以低于1W，但AC/DC整流电路在轻载时也将进入间歇工作模式，此时控制器噪音将明显増大。本实用新型是根据特定实施例进行描述的，但本领域的技术人员应明白在不脱离本实用新型范围时，可进行各种变化和等同替换。此外，为适应本实用新型技术的特定场合或材料，可对本实用新型进行诸多修改而不脱离其保护范围。因此，本实用新型并不限于在此公开的特定实施例，而包括所有落入到权利要求保护范围的实施例。
权利要求1.ー种交流-直流两用压缩机调速控制器，包括AC/DC整流电路、DC/DC降压电路、DC输入开关电路、DC/DC升压电路和DC/AC逆变电路； 其特征在于，所述交流-直流两用压缩机调速控制器还包括 待机控制电路，与所述DC/DC降压电路和AC/DC整流电路相连，用于接收待机信号以及所述DC/DC降压电路的工作状态信号，发送用于控制所述AC/DC整流电路与所述DC/DC降压电路同步进入间歇工作模式的信号给所述AC/DC整流电路。
2.根据权利要求I所述的交流-直流两用压缩机调速控制器，其特征在于，所述AC/DC整流电路包括 用于将输入的交流信号转换为直流信号的整流桥；以及 与所述整流桥相连的功率因数校正模块，用于对所述整流桥转换后的直流信号进行功率因数校正后输出给所述DC/DC降压电路。
3.根据权利要求2所述的交流-直流两用压缩机调速控制器，其特征在于，所述DC/DC降压电路进ー步包括半桥谐振単元、输出直流检测单元和半桥谐振控制单元； 所述半桥谐振单元包括场效应管Q2、场效应管Q3、变压器Tl、电容C2、ニ极管D6、ニ极管D7和电容E2 ;其中，所述场效应管Q2和场效应管Q3串联在AC/DC整流电路的正输出端和负输出端之间，且场效应管Q2的源极和场效应管Q3的漏极连接在一起并接入变压器Tl的原边绕组的第一端，变压器Tl的原边绕组的第二端通过电容C2连接至场效应管Q3的源扱，变压器Tl的副边绕组的第一端和第二端分别通过正接的ニ极管D7和ニ极管D6连接至电容E2的正扱，且变压器Tl的副边绕组的中间端连接至电容E2的负极并接地，所述电容E2的正极和负极分别作为DC-DC降压电路的正输出端和负输出端输出降压后的直流； 所述输出直流检测单元具有输出直流检测端，其连接至所述电容E2的正极，并生成反馈信号给所述半桥谐振控制单元； 所述半桥谐振控制单元的第一 PWM输出端和第二 PWM输出端分别连接至场效应管Q2和场效应管Q3的栅极，以控制所述场效应管Q2和场效应管Q3的导通和截止。
4.根据权利要求3所述的交流-直流两用压缩机调速控制器，其特征在于，所述功率因数校正模块包括储能电感LI、场效应管Q1、整流ニ极管D5、电容E1、电阻R2和功率因数校正控制单兀； 所述储能电感LI连接在整流桥的正输出端与所述场效应管Ql的漏极之间，所述场效应管Ql的源极通过电阻R2连接至整流桥的负输出端并接地，所述整流ニ极管D5的阳极与所述场效应管Ql的漏极相连，所述整流ニ极管D5的阴极与电容El的正极连接，所述电容El的正极作为AC/DC整流电路的正输出端，电容El的负极连接至AC/DC整流电路的负输出端并接地；所述功率因数校正控制单元的PWM波输出端连接至所述场效应管Ql的栅极，所述功率因数校正控制单元用于发送PWM波信号控制所述场效应管Ql的导通和截止。
5.根据权利要求4所述的交流-直流两用压缩机调速控制器，其特征在干，所述待机控制电路包括光电耦合器U2、三极管Q4、三极管Q5和电阻R91-R96 ;其中，待机信号接收端通过电阻R94连接到三极管Q5的基板，三极管Q5的基极通过电阻R96接地，三极管Q5的集电极通过电阻R93接高电平VCCA，且三极管Q5的集电极连接至三极管Q4的基极，三极管Q4的发射极和三极管Q5的发射极接地，电阻R92与光电耦合器U2的发光二极管输入侧串联在高电平VCCA和三极管Q4的集电极之间；电阻R91和电阻R95串联在高电平VFF与公共端之间进行分压，光电耦合器U2的受光三极管输出侧的集电极连接到电阻R91和电阻R95的中间点，并与所述功率因数校正控制单元的运行控制端RUN相连，所述光电耦合器U2的受光三极管输出侧的发射极与半桥谐振控制单元的工作状态信号的输出控制端PFC_STOP相连。
6.根据权利要求5所述的交流-直流两用压缩机调速控制器，其特征在于，所述功率因数校正控制单元还具有与所述半桥谐振控制单元连接的谐振控制端，用于在所述功率因数校正控制单元异常时发送信号关闭所述半桥谐振控制単元从而停止半桥谐振単元工作。
专利摘要本实用新型涉及一种交流-直流两用压缩机调速控制器，包括交流侧的AC/DC整流电路和DC/DC降压电路，直流侧的DC输入开关电路、DC/DC升压电路和DC/AC逆变电路；所述控制器还包括与交流侧的AC/DC整流电路和AC/DC整流电路相连的待机控制电路。本实用新型提供的交流-直流两用压缩机调速控制器通过待机控制电路将待机信号输送到交流侧，并根据DC/DC降压电路的工作状态控制AC/DC整流电路与所述DC/DC降压电路同步进入间歇工作模式，使交流侧的控制电路在控制器待机时也可以同时间歇地休眠，从而降低控制器待机功耗。
文档编号H02M1/42GK202435258SQ20112049995
公开日2012年9月12日 申请日期2011年12月5日 优先权日2011年12月5日
发明者谢勇 申请人:美固电子(深圳)有限公司