一种平均电流型蜂鸣器驱动电路的制作方法

本发明涉及一种平均电流型蜂鸣器驱动电路。
背景技术：
：传统的电磁蜂鸣器驱动电路一般采用三极管和变压器构成自激振荡电路，如图1所示，首先，在电路上电时，通过电阻r1对三极管q1的基极结电容进行充电，当三极管q1的基极结电容电压达到三极管q1的开通阀值时，三极管q1开通，电压源vcc通过三极管q1向蜂鸣器的激磁电感充电，并且在电感l1、l2的同名端产生上正下负的感应电动势，在电感l2两端产生的电动势所形式的电流方向为从同名端流出，促使三极管q1处于饱和导通状态。当电感l1电流达到最大值时，磁通变化量为零，电感l1两端感生电动势消失，同时在电感l2上产生一个与上一阶段相反的电动势，在该电动势的作用下，三极管q1关断，这样循环往复形成自激。上述的传统的方案可以实现较宽的电压输入范围，缺点是成本高。由于其振荡频率主电感l1由时间常数决定，故设计灵活性差，声压一致性差。又因反馈绕组占用较大的铁芯窗口面积，故传统方案电磁蜂鸣器的声压均较小。另外，上述的传统的方案在应用于宽电压输入时的功耗大，如下表格1为某有源蜂鸣器实测数据所示，在12vdc电压输入时的输入功率约0.63w，容易引起过度发热，从而限制输入电压的宽度。表1传统自激振荡电路实测性能数据输入电压(v)3456789101112输入电流(ma)15.120.124.929.433.637.841.745.549.153.0输入功率(mw)45.380.4125176235302375455540636声压(db)75.479.479.782.579.180.184.786.486.485.1除上述采用自激震荡方式的蜂鸣器驱动电路，如图2所示，现有技术中还有采用ic驱动方式的蜂鸣器驱动电路，通过ic驱动蜂鸣器上串联的开关管tr1，ic输出固定50％左右占空比的驱动信号s1，固定频率来进行驱动，这样的驱动方法只能够满足输入电压范围很窄的应用，如果蜂鸣器的标称电压是3v，那么它最大就只能工作在1.5v-5v的范围，否则声压级变化会很大，而且功耗随着输入电压的升高成平方关系增加，因为蜂鸣器的损耗基本上都在它自己的线圈上面，线圈上流过的电流有效值越大，损耗越大。现有技术中，为了解决上述采用ic驱动方式的蜂鸣器驱动电路所存在的问题，一般的解决思路是：在蜂鸣器的输入电压vin越高的情况下，采用占空比越小的pwm信号驱动开关管tr1，以降低蜂鸣器在高输入电压时的声压和功耗。但是这种解决思路存在的问题是：如果占空比过小，会令蜂鸣器的声压降幅过大，造成在宽输入电压下，蜂鸣器的声压变化同样过大。技术实现要素：本发明所要解决的技术问题，就是提供一种平均电流型蜂鸣器驱动电路，其声压一致性好。解决上述技术问题，本发明采用的技术方案如下：一种平均电流型蜂鸣器驱动电路，其包括串联在蜂鸣器回路上的回路控制电子开关和与蜂鸣器连接的续流模块，在通过回路控制电子开关断开蜂鸣器回路时，通过续流模块形成放电回路为蜂鸣器放电，其特征在于：还包括低通滤波模块、比例环节模块、误差放大模块、pwm比较器模块、振荡器、采样电路和逻辑与驱动模块；采样电路采样回路控制电子开关所在的串联回路上的电流，采样电路输出采样信号至pwm比较器模块的同相输入端,采样电路还输出采样信号至低通滤波模块；低通滤波模块输出的直流分量至比例环节模块，比例环节模块输出经比例变换后的电压信号至误差放大模块，误差放大模块将从比例环节模块接收到的电压信号与基准电压进行误差放大，误差放大模块输出误差放大信号至pwm比较器模块的反相输入端；pwm比较器模块的输出端与逻辑与驱动模块的复位端连接，振荡器输出时钟信号至逻辑与驱动模块的置位端，逻辑与驱动模块的输出端与回路控制电子开关的控制端连接；通过pwm比较器模块进行信号调制来控制流经蜂鸣器串联回路的电流值，实现在不同输入电压的情况下，流经电子开关的电流与开通时间的乘积保持一固定值。进一步的，平均电流型蜂鸣器驱动电路还包括ldo模块，ldo模块的输入端与输入电压正极连接，ldo模块输出恒定电压源，用作其它模块的偏置电压源。进一步的，采样电路包括采样电阻，回路控制电子开关的参考端与蜂鸣器连接，回路控制电子开关的输出端与采样电阻的一端连接，采样电阻的另一端接地，采样电阻的与回路控制电子开关连接的一端为采样电路的输出端。进一步的，低通滤波模块包括电阻r2和电容c2，电阻r2的一端与低通滤波模块100的输入端连接，另一端与低通滤波模块的输出端连接，电容c2的一端与低通滤波模块的输出端连接，另一端接参考地。进一步的，比例环节模块包括运算放大器u1、电阻r3和电阻r4，运算放大器u1的同相输入端与比例环节模块的输入端连接，运算放大器u1的反相输入端经电阻r4后接地，电阻r3的一端与运算放大器u1的反相输入端连接，电阻r3的另一端与运算放大器u1的输出端连接，运算放大器u1的输出端与比例环节模块的输出端连接。进一步的，误差放大模块包括电阻r5、电阻r6、电阻r7、电容r7和运算放大器u2，电阻r5的一端与误差放大模块的输入端连接，电阻r5的另一端与运算放大器u2的反相输入端连接，电阻r6的一端与运算放大器u2的反相输入端连接，电阻r6的另一端与运算放大器u2的输出端连接，电容r7的一端与运算放大器u2的反相输入端连接，电容r7的另一端与电阻r7的一端连接，电阻r7的另一端与运算放大器u2的输出端连接，运算放大器u2的同相输入端与基准电压连接，运算放大器u2的输出端与误差放大模块的输出端连接。进一步的，pwm比较器模块包括比较器u3，比较器u3的反相输入端与误差放大模块的输出端连接，比较器u3的同相输入端与采样电路的输出端连接，比较器u3的输出端与逻辑与驱动模块的复位端连接。进一步的，续流模块包括二极管，二极管的阳极与蜂鸣器的负极连接端连接，二极管的阴极与蜂鸣器的正极连接端连接。本发明的工作过程如下所述：当驱动电路完成初始化进入稳态工作时，逻辑与驱动模块110输出一个高电平信号，回路控制电子开关106闭合，输入电压vin通过电磁蜂鸣器109、回路控制电子开关106和采样电路107形成闭合回路，此阶段内，电流从输入电压vin的正极流经上述的闭合回路，由于电磁蜂鸣器109的驱动侧等效为一个电磁铁，且假设该电磁铁为一理想电感，故流经采样电路107的电流线性上升；采样电路107将电流转化为采样信号，并输出至低通滤波模块100的输入端；低通滤波模块100接收到采样信号后，通过其滤波特性将采样信号中的交流进行分流移除，所得的直流分量从输出端输出至比例环节模块101的输入端，比例环节模块101接收到从低通滤波模块100输出的直流分量信号后并进行比例变换成与基准电压源vref同一量级的电压信号，并输出至误差放大模块102，误差放大模块102包括两个输入端口，其中一端口与参考电压源vref连接,另一端口与比例环节模块的输出端口相连接，在接收到比例环节模块101输出的电压信号后，将其与基准电压源vref进行误差放大，并将经放大后的误差放大信号输出至pwm比较器模块103的反相输入端，pwm比较器模块103的同相输入端接收采样电路107输出的采样信号，pwm比较器模块103比较其反相输入端和同相输入端的电压信号，当pwm比较器模块103所接收的同相输入端的电压信号比反相输入端的电压信号大时，pwm比较器模块103的输出端输出高电平，此时，逻辑与驱动模块110的复位端r接收到该高电平信号后立即使得其输出端的电平特性由原先的高电平状态改变为低电平状态，回路控制电子开关106的控制端的信号也就变为低电平，回路控制电子开关106断开，在上述过程中，振荡器104的输出端为输出高电平信号到逻辑与驱动模块110的置位端s，当振荡器104的输出端由高电平信号转变为低电平信号时，逻辑与驱动模块110的输出端将重新输出高电信号，使得回路控制电子开关重新闭合，从而实现回路控制电子开关的周期性开关动作。本发明的驱动电路实现的控制效果可以通过如下公式来描述：当输入电压vin发生变化时，流经采样电路107的电流峰值与斜率将发变化；采样电路107将实时取得的电压信号传送到低通滤波电路100当中，经过低通滤波电路100的信号处理后，该电压信号只保留下直流分量vave，即是得到流经回路控制电子开关106的电流平均值，低通滤波电路100的输出电压值vave可以通过1式计算得到。如下公式1所示：式中r107为电流采样电路的等效电阻阻值。式中il(vin)----为系统输入电压规格内任意输入电压vin下的流经蜂鸣器电感的电流值，ton(vin)----为系统输入电压规格内任意输入电压vin下的回路控制电子开关106的导通时间值，t为电子开关工作周期，为一预设固定值。通过比例环节模块101后，电压信号vave将乘以一个比例系数β，比例环节模块101的输出端与误差放大模块102的输入端相连接，由运放的特性可知，在系统稳态工作的条件下，运放的两个输入端压相同。故可以得到以下计算公式3：vvref＝β*vave----3vvref为误差放大的基准电压源电压，为一预设已知的固定值；常见的基准电源可采用带隙基准电路产生，在本发明当中，该基准电压源的取值范围可以是小于内置ldo模块输出电压vdd以下的任意值。β为比例环节模块101的比列系数；通过1-3公式可以化简得到：由于是一个已知的固定常数。故使得5式成立：il(vin)*ton(vin)＝κ----5k为一恒定值，即是实现流经电子开关的电流与开通时间的乘积保持一固定值，从而起到实现宽电压输入变化时蜂鸣器的声压基本保持一致的效果。由于本发明的驱动电路是通过pwm比较器模块进行信号调制来控制流经蜂鸣器串联回路的电流值，实现在不同输入电压的情况下，流经电子开关的电流与开通时间的乘积保持一固定值，从而控制声压，而传统的自激方案当中需要一蜂鸣器铁芯中增加一辅助绕组作为自激绕组。在实际工作过程中，达到相同声压的条件下，本发明所需的峰值电流要比传统方案小很多，故所需要的回路控制电子开关的占空比比传统自激方案小很多；因此本发明具有低功耗的特点。本发明的模块均易于通过集成电路的方法进行产品化，产品化后的集成电路控制器成本低、一致好与传统的自激方案相比更具优势。与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：1、本发明实现流经回路控制电子开关的电流与时间的乘积保持一固定值，从而起到实现宽电压输入变化时蜂鸣器的声压基本保持一致的效果。2、本发明的蜂鸣器驱动电路集成产品后可直接连接蜂鸣器及电源端即或使用，无需任何外围器件，成本低。3、本发明在同一个电磁式蜂鸣器内产生相同的声压所需要的功率要比传统方案小，特别是在高输入电压条件下，实现了低功耗。4、使用本发明控制的蜂鸣器产品在3-24vdc输入范围内的声压偏差可以控制在+-3db以内，声压一致性好。5、本发明可制成集成电路，使用集成电路驱动蜂鸣器，可以大大提升生产制程中的合格率，使得产品的一致性更好。附图说明图1是现有的蜂鸣器驱动电路；图2本发明电路控制逻辑框图；图3本发明蜂鸣器驱动电路具体实施结构框图；图4本发明依据图2的具体实施例；图5本发明蜂鸣器驱动电路具体实施例的关键节点工作波型。具体实施方式下面结合实施例对本发明进一步描述。如图2所示，为本发明的实施例的电路控制逻辑框图，其包括低通滤波模块100、比例环节模块101、误差放大模块102、pwm比较模块103、振荡器104、ldo模块105、回路控制电子开关10、采样电路107、续流模块108和逻辑与驱动模块110。回路控制电子开关106的参考端d与蜂鸣器的负端连接，输出端s经采样电路107后接地，使得回路控制电子开关106串联在蜂鸣器回路上，续流模块108的两端分别与蜂鸣器的正端和负端连接，在通过回路控制电子开关断开蜂鸣器回路时，通过续流模块形成放电回路为蜂鸣器放电。ldo模块105的输入端与与输入电压正极vin+连接，ldo模块105的输出端输出一经过整定的恒定电压源vdd，该恒定电压源vdd用作其它模块的偏置电压源。采样电路107采样回路控制电子开关所在的串联回路上的电流，采样电路107输出采样信号至pwm比较器模块103的同相输入端,采样电路107还输出采样信号至低通滤波模块100，低通滤波模块100输出经滤波后的直流分量至比例环节模块101，比例环节模块101输出经比例变换后的电压信号至误差放大模块102，误差放大模块102将从比例环节模块接收到的电压信号与内部基准电压进行误差放大，误差放大模块102输出误差放大信号至pwm比较器模块103的反相输入端，pwm比较器模块103的输出端与逻辑与驱动模块110的复位端r连接，振荡器104的输出端与逻辑与驱动模块110的置位端s连接，振荡器104输出时钟信号至逻辑与驱动模块110的置位端s，逻辑与驱动模块110的输出端与回路控制电子开关106的控制端g连接。其中，回路控制电子开关为mos管，mos管的栅极为控制端g，漏极为参考端d，源极为输出端s。在驱动电路完成初始化进入稳态工作后，当振荡器104的输出端发出下降沿信号时，逻辑与驱动模块110的复位端r为低电平信号，此时逻辑与驱动模块110的输出端输出高电平信号，驱动回路控制电子开关106闭合，此时，输入电压vin通过电磁蜂鸣器109、回路控制电子开关106、采样电路107形成闭合回路。在回路控制电子开关106闭合阶段，电磁蜂鸣器109内置电感存储了激磁能量，由于受电磁蜂鸣器109内置电感的影响，闭合回路的电流呈线性上升。采样电路107实时检测上述闭合回路当中的电流信号，并转化为相应的电压信号传输送到低通滤波模块100和pwm比较器模块103的同相输入端，低通滤波模块100将采样电路107输出的采用信号转化为该信号的直流分量并输出到比例环节模块101的输入端，比例环节模块101接收到低通滤波模块100输出的直流分量后将该信号按设置的比例系数进行转换，比例环节模块101通过其输出端输出经比例变换后的电压信号到误差放大模块102的输入端，误差放大模块102接收到输入信号后与内部设定的基准电压值进行差分放大，输出误差放大信号至pwm比较器模块103的反相输入端。当来自采样电路107的信号电平值大于误差放大器模块102的输出信号电平值时，pwm比较器模块103的输出端输出高电平信号，逻辑与驱动模块110的复位端r在接收到高电平信号，输出端由高电平变为低电平，回路控制电子开关106的控制端g接收到低电平后其状态由闭合转变为断开。在回路控制电子开关106断开阶段，存储在电磁蜂鸣器109的激磁能量通过续流模块108进行激磁能量滞放，并在回路控制电子开关106断开阶段完成磁复位。具体的，如图4所示：低通滤波模块100包括电阻r2和电容c2，电阻r2的一端与低通滤波模块100的输入端连接，另一端与低通滤波模块100的输出端连接，电容c2的一端与低通滤波模块100的输出端连接，另一端接参考地，在常见的集成电路应用中，为减小电容c2的容值，通常使用开关电容技术措施来等效。比例环节模块101包括运算放大器u1、电阻r3和电阻r4，运算放大器u1的同相输入端与比例环节模块的输入端连接，运算放大器u1的反相输入端经电阻r4后接地，电阻r3的一端与运算放大器u1的反相输入端连接，电阻r3的另一端与运算放大器u1的输出端连接，运算放大器u1的输出端与比例环节模块的输出端连接，电阻r3和电阻r4共同决定比例环节模块101的比例系数。误差放大模块102包括电阻r5、电阻r6、电阻r7、电容r7和运算放大器u2，电阻r5的一端与误差放大模块的输入端连接，电阻r5的另一端与运算放大器u2的反相输入端连接，电阻r6的一端与运算放大器u2的反相输入端连接，电阻r6的另一端与运算放大器u2的输出端连接，电容r7的一端与运算放大器u2的反相输入端连接，电容r7的另一端与所述电阻r7的一端连接，电阻r7的另一端与所述运算放大器u2的输出端连接，电阻r7与电容c7串联后再与电阻r6两端进行并联形成了一个补偿网络，该补偿网络跨接于运算放大器u2的输出端与反相输入端，运算放大器u2的同相输入端与基准电压verf连接，运算放大器u2的输出端与误差放大模块的输出端连接。在常规的集成电路设计技术中，通常也会使用开关电容的技术方案来减小电容r7的容值。pwm比较器模块103包括比较器u3，比较器u3的反相输入端与误差放大模块102的输出端连接，比较器u3的同相输入端与采样电路107的输出端连接，比较器u3的输出端与逻辑与驱动模块110的复位端r连接。采样电路107包括采样电阻，回路控制电子开关106的参考端与蜂鸣器连接，回路控制电子开关的输出端与采样电阻的一端连接，采样电阻的另一端接地，采样电阻的与回路控制电子开关连接的一端为采样电路的输出端。续流模块108包括二极管，二极管的阳极与所述蜂鸣器的负极连接端连接，二极管的阴极与蜂鸣器的正极连接端连接。逻辑与驱动模块110包括rs触发器、逻辑门电路和设置在输出侧的驱动电路，采用的是常规电路。如图5所示为本实施例的驱动电路在输入电压变化过程中关键逻辑模块的信号变化过程图，其中，s节点波型为逻辑与驱动模块110的置位端s处的波型，r节点波型为逻辑与驱动模块110的复位端r处的波型，g节点波型为逻辑与驱动模块110的输出端g处的波型，a节点波型为采样电路107输出端输出的采样信号的电压波型，d节点波型为误差放大模块102的输出端输出的误差放大信号的波型，b节点波型为低通滤波模块100输出端输出的直流分量的波型，c节点波型为误差放大器模块102的输入端输入的电压波型，vin波型为输入电压vin的变化曲线。下面将结合图5描述输入电压处于稳态和变化过程中各关键节点的信号变化：在t0至t1阶段，输入电压vin的电压保持不变，系统经过初始化后处于稳态后，假设在t0时刻，s节点处于下降沿状态，此时g节点信号由低电平变化为高电平，回路控制电子开关106闭合，a节点的波型信息表征回路控制电子开关106处于闭合状态下的电感电流il的波型，在回路控制电子开关106闭合阶段，a节点电压线性上升，当大于d节点电平时，pwm比较器模块103输出高电平，r节点接收到一个高电平信号，此时g节点的信号才由高电平转化为低电平，回路控制电子开关106断开。在t0至t1阶段，b、c节点电位以及输入电压vin电位均处于一稳定值。在t1至t2阶段，当输入电压vin发生由低到高的变化时，由于低通滤波模块100有滞后作用，故b节点的电位先进入下降阶段，此时c节点的电位也跟随下降，误差放大器模块102的输入端压差增加，输出d节点的电压升高，故a节点，也即是电流il随之增加，经过一小段时间延时，c节点和b节点的电压波型逐渐增加，并恢复到一稳定值。在进入t2阶段之后，系统重新进入稳定工作状态。在不同的输入电压下，系统通过闭环调节，使得b节点的电压值在稳态工作时处于一个恒定值，即是实现如上述公式1的效果。从图5所示的工作波型可知，当输入电压源vin的电压发生变化时，通过调节占空比来控制流经蜂鸣器的电流，与传统的自激方案下比，其实际占空比要小很多，故在相同的声压下，其输入功率要小很多，因此减小了蜂鸣器发热，使得系统可以应用在更宽的输入电压范围内。而通过研究，只要实现流经蜂鸣器的电流与回路控制电子开关106开通时间的积保持不变，即可实现声压一致的效果。为了使得驱动电路更稳定，可以在上述电路的基础上，图3所示，增加延时模块、衰减模块、软启动模块和/或补偿模块，延时模块、衰减模块、软启动模块和补偿模块的使用均为常见手段。延时模块112增加在采样电路107的输出端及pwm比较器模块102之间，采样电路107先输出采样信号至延时模块112，经延时模块112滤波后再输出至pwm比较器模块103的同相输入端。衰减模块增加在误差放大模块102的输出端与pwm比较器模块103之间，误差放大模块先输出误差放大信号至所述衰减模块，经衰减模块调整误差放大信号的大小后再输出至pwm比较器模块的反相输入端。软启动模块111与pwm比较器模块103的反相输入端连接，软启动模块111用于抑制启机时过大冲击电流。补偿模块与误差放大模块连接，补偿模块能增加系统环路的稳定性。本发明的上述实施例并不是对本发明保护范围的限定，本发明的实施方式不限于此，凡此种种根据本发明的上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，对本发明上述结构做出的其它多种形式的修改、替换或变更，均应落在本发明的保护范围之内。当前第1页12