专利名称：用于驱动负载、特别是高强度放电灯的电路和方法以及所述电路的控制单元的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于驱动负载的电路，包括-用于连接到供电电压源的两个输入端；-用于连接到负载的第一和第二输出端；-耦合在输出端之一和对应连接节点之间的至少一个电感器；-至少一个装置，包括耦合在所述输入端之一和所述连接节点之一之间的开关、以及连接在所述一个连接节点和另一个输入端之间的二极管；-用于控制所述至少一个开关的控制单元。
这种电路例如可从US6384544中知道。这篇文献公开了用于高强度放电灯的镇流器，其中可以只使用两个电源开关来控制电灯的稳定状态运行电流。该电路设有电流限制装置，该电流限制装置测量流过电灯的电流，并在电流太高时通过断开有源开关而使电流截止。当电流减小时，有源开关再次接通。这个反馈机制使有源开关接通，而与此时开关上的电压无关，导致发生切换损失。
本发明的一般目的是提供一种利用有限数量的部件和低切换损失的用于驱动负载、通常是高强度放电灯的电路。
这个目的是如下实现的设计每个装置和对应二极管，从而在所述开关闭合之前允许所述每个装置的开关上的电压基本上返回到零，控制单元被设计成当在所述打开的开关上检测到基本上为零的电压时提供用于闭合该开关的信号。
在基本上为零的电压下使开关接通意味着切换损失大大减小，并且这不使电路复杂。控制单元可以用于获得这个临界不连续电流模式，它是用于驱动如高强度放电灯的负载的最有效模式。
当高强度放电灯(HID)例如金属卤化物电灯在稳定状态工作期间工作时，与电压无关地给电灯输送良好限定的功率级电，并且没有太多损失，如切换损失等，这是有利的。
由于HID灯在高频时易于声共振，因此优选在相对低频(通常为100Hz)下用方波电流驱动HID灯。
用基本上为方波的电流驱动负载的本发明的电路的优选实施例包括-第一装置，包括耦合在第一输入端和所述连接节点之一之间的第一开关、连接在所述一个连接节点和第二输入端之间的二极管；-第二装置，包括耦合在第二输入端和所述连接节点之一之间的第二开关、连接在所述一个连接节点和第一输入端之间的二极管；-控制单元，被设计成在换向间隔中产生其控制信号，所述第一开关在第一间隔期间工作，引起具有基本上第一方向的负载电流，并且所述第二开关在第二间隔期间工作，引起具有基本上相反方向的负载电流。
在第一换向间隔期间，第一开关工作。当第一开关导电时，增加的电流将从第一输入端经过开关流过电感器。该电流继续增加，直到到达确定的条件(例如，达到峰值电流)为止，此时开关断开。此时，电容器接收电感器电流，其中电容器模拟在连接节点看到的开关的内部电容，使电容器电压快速减小，直到二极管导通为止。二极管现在接收电感器电流。电感器电流进一步减小并经过零。二极管停止导电和电容器在相反方向接收该电流，使电容器电压快速升高。当电容器上的电压达到第一输入端的电压时，开关可以再次接通。在装置只包括MOSFET开关的情况下，恰好在使开关再次接通之前的极短时间内开关M1的内置本体二极管将导通。通过这种方式，在开关上的电压降基本上为零时进行切换，从而使损失最小。
第一开关的这种零电压切换重复进行，直到发生换向时刻为止。在这一时刻，第一换向间隔结束，并且第二换向间隔开始。在第二换向间隔期间，第二开关重复接通和关断，而第一开关保持在其非接通状态。显然可以区别相同的相和电流在相反方向流过电路。
使用的开关优选是MOSFET器件。也可以使用IGBT，但是具有如下缺陷当它们关断时电流损失太高。MOSFET非常快速地关断，因此是优选的。
根据本发明的电路的第一实施例，第一电感器耦合在输出端和第一连接节点之间，以及第二电感器耦合在所述输出端和第二连接节点之间，其中第一开关耦合在所述第一连接节点和第一输入端之间，并且第二开关耦合在所述第二连接节点和第二输入端之间。
具有两个独立下级(down-stage)的这个实施例特别有利，因为限制了部件数量和因为该电路不需要任何肖特基二极管。由于该电路可以在过渡模式中通过控制单元操作，因此损失最小。
根据本发明的电路的第二实施例，每个装置包括与反平行耦合的两个二极管串联连接的开关，其中第一和第二装置耦合在相应的输入端和公共连接节点之间，所述公共连接节点连接到电感器的一侧。
这是具有一个下级的变型方式，该方式可以在基本上与前述实施例相同的条件下工作。
根据本发明的另一方面，控制单元被设计成产生用于控制换向间隔的换向控制信号和具有比所述换向控制信号高的频率的开关信号，该开关信号用于控制有源开关的工作，其中所述换向和所述开关信号通过控制单元同步。
这个同步保证了良好限定的换向时刻并避免了该电路中的不希望的电流或电压行为。
根据本发明的第一变型方式，换向控制信号保证了当流过一个或多个电感器的电流基本上为零时从所述第一间隔向所述第二间隔的换向。
除了第一开关工作时的第一间隔期间和第二开关工作时的第二间隔期间的切换损失之外，还可以考虑从第一间隔向第二间隔切换时的换向损失，尽管它们通常不是很重要。然而，还可以通过使高频切换动作与低频切换动作同步而使换向切换损失最小，其中在零电流期间，开关的作用可以互换。
根据第二变型方式，换向控制信号保证了当流过至少一个电感器的电流基本上最大时从所述第一间隔向所述第二间隔的换向。
在本发明的第二实施例中，第二实施例将在图9中进一步描述，在最大电流的换向对应于将变为有源的开关上的基本为零的电压，并且也是有利的。
本发明进一步涉及一种用于驱动负载的方法，包括以下步骤-接通开关，用于通过电感器给负载提供电流；
-当流过电感器的电流达到预定值时，关断所述开关。
本发明的方法的区别在于在关断开关之后，电流定向，从而它继续流动，直到开关上的电压基本上为零为止，此时开关再次接通。
通过这种方式，大大减少了切换损失。
本发明还涉及一种用在本发明的电路或方法的任何上述实施例中使用的控制单元，其中所述控制单元包括-串联耦合在一个输入端和连接节点之一之间的两个电容器，其中两个电容器之间的分压器节点经电阻器耦合到逻辑电路；-所述逻辑电路被设计成当分压器节点中的电压落入预定电压范围内时，提供使连接到所述连接节点的对应开关接通的信号。
这种控制单元可以用在本发明的电路或方法中，从而保证在这个开关上基本上为零电压时使开关闭合。
根据第一变型方式，逻辑电路还包括定时器，当有源开关接通时该定时器开始运行，直到经过预设置的时间周期为止，并且逻辑电路提供用于关断开关的信号。
根据另一变型方式，逻辑电路还包括用于检测负载(4)中峰值电流的装置，其中当检测到所述峰值电流时，逻辑电路提供用于关断开关(M1；M2)的信号。
下面将在附图基础上通过非限制性所述的实施例明显看出和阐明本发明的这些和其它方案，其中
图1是现有技术镇流器的示意电路方框图；图2是根据本发明的正向换向驱动器电路的第一实施例的示意电路图；图3示意性地表示在图2的电路的各个点上的电流和/或电压波形；图4表示与根据本发明的图2的电路一起使用的控制单元的优选图1表示适合于点亮和操作HID灯4的镇流器电路。第一电路方框1，通常包括整流器和向上转换器，将AC输入电压转换成高DC输出电压，通常为500V的数量级。这种高DC电压在方框1的两个输出端9、10之间提供并分别用作为点火器电路2和正向换向级3的电源电压，其中正向换向级3实现了一个集成级中有向下转换器和换向器的功能。
点火器电路2在初级线圈7中引起电流峰值，以便在次级线圈6中产生高电压峰值。
在电灯的运行阶段并处于稳定状态下的期间，正向换向级3提供方波电流，从而使电灯工作。
下面的说明涉及使用半桥结构的正向换向级，但是本领域技术人员应该理解下面的解释也可以适用于使用全桥结构的正向换向级3。
图2表示根据本发明第一实施例的正向换向驱动器3，它能用于执行本发明的方法。该驱动器具有用于连接第一方框1的输出端9、10的两个输入端11、12。
第一MOSFET开关M1具有分别连接到第一输入端11和连接节点15的漏极端和源极端。第一快速恢复二极管D1连接在连接节点15和输入端12之间，从而形成到第一MOSFET M1的串联连接。第二MOSFET开关M2具有分别连接到第二输入端12和连接节点16的源极端和漏极端。第二快速恢复二极管D2连接在连接节点16和第一输入端11之间，从而形成到第二MOSFET M2的串联连接。
连接各个连接节点15、16，从而分开电感器28和29，而电感器28和29都连接到第一输入端26。电灯4的一侧连接到输出端26。滤波器电容器18与电灯4并联放置。变压器6、7和所述电容器18用于使流过电灯4的电流平滑。
驱动器3还包括控制单元20，该控制单元20具有连接到两个MOSFET M1和M2的各个栅极的至少两个输出端21、22。控制单元20被设计成通过给这些器件的栅极施加控制信号S1、S2而断开和闭合MOSFET开关M1和M2。控制单元20通常包括用于检测连接节点15、16和输入端12、逻辑电路20’和电平移位器电路59之间电压的装置。当检测装置检测到有源断开的开关(M1或M2)上基本上为零的电压时，经过逻辑电路20’和电平移位器电路59产生用于闭合对应开关的信号。电平移位器电路59具有将逻辑电路20’的“1”输出升高到合适的电压从而接通M1或M2的主要任务。
检测装置包括耦合在一个输入端12和第一连接节点15之间的第一电容性分压器42、43，其中两个电容器42、43之间的分压器节点82经过电阻器78耦合到逻辑电路20。这个第一分压器用于确定第一开关上的电压何时基本上为零。检测装置还包括第二装置40、41，用于确定第二开关上的电压何时基本上为零。
逻辑电路20’被设计成提供当分压器节点中的电压落入预定电压范围内时使对应开关接通的信号。
为驱动HID灯、通常是金属卤化物灯而设计的驱动器电路的各个部件的合适值如下M1 en M2，7B60C，电感器28、29，300H，二极管D1和D2，MUR160，电容器40、42，33pF，电容器41、43，330pF。
应该理解的是，用于该电路的各个部件的上述给定值只是示意性的，并且在电路设计者的特别的标准和偏好的基础上其它值和设计也是合适的。
下面将参照图3所示的电压和电流波形描述这种正向换向驱动器电路的典型行为。
使对应开关闭合的信号S1、S2将作为逻辑值“1”表示在图3中，而使对应开关断开的信号S1、S2将作为逻辑值“0”表示。流过各个电感器28和29的电流总和将被看作是电路电流ILC，而流过电灯的电流看作为IL。
在第一换向间隔30期间，将区分五个主要工作阶段，这些都用箭头A1-A5表示在图2中。当信号S1使MOSFET M1导通时，即S1＝“1”时，增加的电流将从输入端11经过MOSFET M1流过电感器L1，如箭头A1所示。电流继续增加，直到达到峰值电流IP为止，并且通过将信号S1设置为“0”而关断M1。此时，模拟如在节点15上看到的内部电容的并联电容器19接收如箭头A2所示的电感器电流，使电容器电压快速减小，直到二极管D1接通为止。二极管D1现在接收如箭头A3所示的电感器电流。电感器电流ILC进一步减小并经过零。二极管D1停止导电并且并联电容器19接收反向电流，使电容器电压快速升高。当并联电容器19上的电压达到第一输入端11的电压时，MOSFET M1的内置本体二极管23将在很短的时间内导通，如箭头A5所示，并且通过施加信号S1＝“1”，可以再次使T1接通。通过这种方式，当MOSFET M1上的电压降基本上为零时使开关接通，或者，换言之，根据本发明的方法已经进行零电压切换。现在再次开始阶段1。
重复第一MOSFET M1的这个零电压切换，直到换向时刻为止。在这个时刻，第一换向间隔30结束，并且第二换向间隔31开始。在第二换向间隔31期间，第二MOSFET M2重复接通和断开，而第一MOSFET M1保持在其非导电状态下。应该理解是，可以区分相同的五个阶段，并且电流在相反方向流过电路。
图4表示根据本发明的控制单元20的逻辑电路20’。电容性分压器器40、41和42、43连接到逻辑电路20’的输入管脚82和83。这些电压电平经过两个施密特触发器48、49转移成逻辑电压电平。用反相器50反相对应连接节点16中的电压的一个触发器输出67，从而当检测到零电压时，这个输出很高。假设该电路在第二换向间隔工作，因此开关M1永久地断开(因此输出68很低)，当检测到零电压时，XOR 51的输出69从低切换到高。这引起在主触发器50的入口处的上升缘，从而主触发器52的输出Q为高，因此驱动器58的输出管脚61也为高。这个输出管脚连接到电平移位器电路59，用于使正在工作的开关接通，这是通过逻辑电路20’的输出管脚60确定的。
为了清楚起见，触发器52、55和56的真值表如下
在输入管脚63提供低频信号，通常为100Hz方波信号。通过两个连续的触发器55和56使这个信号与触发器52的输出上的高频信号同步。
这个同步信号用于确定电灯的驱动器电路的换向时间。
触发器55与主触发器52的输出“非Q”耦合，从而在主复位上触发触发器55。触发器55的Q输出与锁存器57连接，用于提供输出管脚62上的输出信号。
输出管脚62经过第一二极管92与输入管脚82相连，并经过第二二极管93与输入管脚83相连。这些二极管92、93保证了当开关M1是活动(第一换向间隔)时输入管脚82保持在高电平，并且在开关M2是活动(第二换向间隔)时输入管脚83保持在低电平。
这些开关的接通时间可以由不同的条件来确定。逻辑电路包括定时器54，该定时器在零电压检测(开关接通)之后开始运行，定时器54具有当经过预置时间T时变为高的输出。这引起在触发器52的CD管脚上的低值(经过NOR元件53)，使所述触发器52的输出Q变为低状态并使开关断开。其它输入可以耦合到NOR元件53，以便使开关断开。例如，当检测到峰值电流或过电压时信号上升。
图5表示逻辑电路20’的各个点上的信号，并进一步表示控制单元20的上述行为。注意到换向时刻与用于有源开关的节点61(V61)中的控制信号同步，并且当电流(ICL)基本为零时发生换向。
图6表示当使用图2和4的电路时流过电灯的电流IL和电灯上的电压VL。电灯的功率为73W。y轴的尺度分别为，对于VL是50V/主要刻度，和对于IL是1A/主要刻度，而沿着X轴以500s/主要刻度表示时间。
图7表示在换向期间图6的电压和电流波形的细节图。y轴的尺度分别为，对于VL是50V/主要刻度，和对于IL是1A/主要刻度，而沿着X轴以10s/主要刻度表示时间。换向时间主要由在电路中使用的电容器和电感器的值确定。
图8是表示在使用图2和4的电路和对于73W的电灯功率时，流过各个电感器28和29的电流之和的电路电流ILC的波形图。y轴的尺度为，对于ILC是1A/主要刻度，而沿着X轴以10s/主要刻度表示时间。恰好在通常由峰值电流检测装置(图2和4中未示出)检测到换向之后的电流峰值为NOR元件53提供高输入，因此清除主触发器52，以便使有源开关断开。
图9表示根据本发明电路的第二实施例。在该电路中，耦合在输入端11和连接节点15之间的第一装置80包括与两个反平行耦合的二极管70、71串联连接的开关M1。第二类似装置81耦合在输入端12和公共连接节点15之间，而公共连接节点15连接到单独的电感器28的一侧。工作原理与前述电路的工作原理类似，因此这里不再重复。
图中所示的逻辑电路20’也可用于控制图9的电路。但是连接不同；不使用输出管脚60，而现在输出管脚62提供同步的换向信号。此外，只使用一个电容性分压器并且输出管脚62不经过二极管连接到输入管脚82、83，而是连接到电平移位器并连接到逻辑电路20’的输入管脚82。通过这种方式，在换向期间获得不同的同步化，如在图10中可看到的。这里，当流过电感器28的电流最大时，MOSFET开关M1和M2的作用改变。但是应该注意到，变为有源的开关上的电压此时基本上为零。
本发明不受前述优选实施例的限制，可以设想出本发明的很多实施例的修改。本发明的范围和精神在所附权利要求书中表示。
权利要求
1.一种用于驱动负载的电路，包括-连接到供电电压源(VSUP)的两个输入端(11、12)；-连接到负载(4)的第一和第二输出端(26、27)；-耦合在输出端之一和对应连接节点(15)之间的至少一个电感器(28)；-至少一个装置(80)，包括耦合在所述输入端之一(11)和所述连接节点之一(15)之间的开关(M1)、连接在所述一个连接节点和另一个输入端(12)之间的二极管(D1)；-控制单元，用于控制所述一个或多个开关(M1、M2)；其特征在于每个装置(80)和对应二极管(D1)被设计成在所述开关(M1)闭合之前允许所述装置断开的开关(M1)上的电压返回到基本上为零，控制单元被设计成当检测到所述断开的开关(M1)上的基本上为零的电压时，提供用于使该开关(M1)闭合的信号。
2.根据权利要求1的利用基本上为方波的电流来驱动负载(4)的电路，包括-第一装置(80)，包括耦合在第一输入端(11)和所述连接节点之一(15)之间的第一开关(M1)以及连接在所述一个连接节点(15)和第二输入端(12)之间的二极管(D1)；-第二装置(81)，包括耦合在第二输入端(12)和所述连接节点(15、16)之一之间的第二开关(M2)以及连接在所述一个连接节点(15、16)和第一输入端(11)之间的二极管(D2)；-控制单元，被设计成在换向间隔(30、31)中产生其控制信号，所述第一开关(M1)在第一换向间隔(30)期间工作，引起具有基本上第一方向的负载电流，所述第二开关(M2)在第二换向间隔(31)期间工作，引起具有基本上相反方向的负载电流。
3.根据权利要求1或2的电路，其特征在于所述开关(M1、M2)是MOSFET开关。
4.根据权利要求2的电路，其特征在于第一电感器(28)耦合在输出端(26)和第一连接节点(15)之间，并且第二电感器(29)耦合在所述输出端(26)和第二连接节点(16)之间，其中第一开关(M1)耦合在所述第一连接节点(15)和第一输入端(11)之间，第二开关(M2)耦合在所述第二连接节点(16)和第二输入端(12)之间。
5.根据权利要求2的电路，其特征在于每个装置(80、81)包括与两个反平行耦合的二极管(70、71；72、73)串联连接的开关(M1、M2)，第一和第二装置(80、81)耦合在相应的输入端(11、12)和公共连接节点(15)之间，所述公共连接节点(15)连接到电感器(28)的一侧。
6.根据权利要求2-4中任一项的电路，其特征在于控制单元(20)被设计成产生用于控制换向间隔(30、31)的换向控制信号和具有比所述换向控制信号高的频率并用于控制有源开关的操作的切换信号，其中所述换向和所述切换信号由控制单元(20)同步。
7.根据权利要求6的电路，其特征在于换向控制信号保证当流过一个或多个电感器(28、29)的电流基本上为零时从所述第一间隔(30)向所述第二间隔(31)的换向。
8.根据权利要求6的电路，其特征在于换向控制信号保证当流过至少一个电感器(28、29)的电流基本上为最大时从所述第一间隔(30)向所述第二间隔(31)的换向。
9.一种用于驱动负载(4)的方法，包括以下步骤-接通开关(M1)，用于通过电感器(28)给负载提供电流；-当流过电感器(28)的电流达到预定值时，关断所述开关(M1)；其特征在于在关断开关(M1)之后，电流定向，从而它继续流动，直到开关上的电压基本上为零为止，此时开关(M1)再次接通。
10.一种用在根据权利要求1-8中任一项中的电路中或权利要求7的方法中的控制单元，其特征在于所述控制单元包括-串联耦合在一个输入端(12)和连接节点(15、16)之一之间的两个电容器，其中两个电容器(42、4340、41)之间的分压器节点(82、83)经电阻器(78；77)耦合到逻辑电路；-所述逻辑电路被设计成当分压器节点(82、83)中的电压落入预定电压范围内时，提供使连接到所述连接节点(15、16)的对应开关接通的信号。
11.根据权利要求10的控制单元，其特征在于所述逻辑电路还包括定时器(54)，当有源开关(M1；M2)接通时该定时器开始运行，直到经过预设置时间周期(TON)为止，其中在经过这个预设置时间周期时，逻辑电路提供用于关断该开关的信号。
12.根据权利要求10或11的控制单元，其特征在于所述逻辑电路还包括用于检测负载(4)中的峰值电流的装置，其中当检测到所述峰值电流时，逻辑电路提供用于关断开关(M1；M2)的信号。
全文摘要
一种用于驱动负载的电路包括连接到供电电压源的两个输入端；连接到负载的第一和第二输出端；耦合在输出端之一和对应连接节点之间的至少一个电感器；至少一个装置，包括耦合在所述输入端之一和所述连接节点之一之间的开关以及连接在所述一个连接节点和另一个输入端之间的二极管；用于控制所述一个或多个开关的控制单元；其中每个装置和对应二极管被设计成在所述开关闭合之前允许所述装置断开的开关上的电压返回到基本上为零，控制单元被设计成当检测到所述断开的开关上的基本上为零的电压时，提供用于使该开关闭合的信号。在基本上为零的电压上使开关接通通操作意味着大大减少了切换损失，并且这不使电路复杂。
文档编号H05B41/288GK1742520SQ200380109151
公开日2006年3月1日 申请日期2003年12月16日 优先权日2003年1月23日
发明者D·H·J·范卡斯特伦 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司