专利名称：小型、低成本的半导体仪器的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及测定参数的显示，特别涉及(但不作为限制)用于接收任意输入参数并驱动选中的显示装置的新型的小型、低成本的半导体器件及方法，它们在机动车辆领域内特别有用。
背景技术：
特别在机动车辆中(但不必局限于此)，需要测量并显示诸如压力、温度、液面、电压和电流等物理参数，而且在某些情况下，提供它们的高和/或低的指示。按照惯例，由各种机电仪表满足几乎所有的这些功能，而这些机电仪表格价较昂贵并且占地方。当需要高和/或低的指示时，时常使用辅助传感器和显示器，因为这样做比起由普通的测量信号得出极限情况的存在要经济得多。此外，由于大大限制了显示装置加工成形的自由度，所以为了容纳机电显示装置，必须时常将传感器设计成非线性的。这后一个因素把附加的成本和空间消耗引入传统的系统。
理想的是，具有一种用于物理参数测量和显示的方法和装置，它们特别适合于诸如压力、温度、液面、电压和电流等参数。存在大量价廉的传感器和变换器，它们可以向这种装置提供电输入。不幸的是，这些变换器和传感器具以大量的电气形式出现而且是非线性的。因此，本发明的第一个目的是接受任意形状，而且在某种程度上，接受任意幅度输入信号。
由于人机工程或分辨率的缘故，为对参数成形、压缩或扩展，经常希望勾勒出被显示信息的轮廓。因此，本发明的第二个目的在于显示任意形状的参数。
许多可获得的价廉的变换器和传感器具有相当低的阻抗，需要过量的功率(从本发明所提供的“微型仪器”的角度来看)。因此，本发明的第三个目的是在几种功率节省模式中的一种模式下操作配合的变换器。
设计一些变换器以随物理参数的逐渐增加逐渐增加输出，而设计其它变换器随逐渐增加的输入则产生逐渐减小的输出。因此，本发明的第四个目的在于以正常(递升)模式或逆向(递降)模式处理输入。
在某些情况下，输入信号来自经校准的源(例如，绝对伏特)，但在其它的情况下，输入信号来自必须由装置激励(通常以功率节省模式)的变换器。因此，本发明的第五个目的在于以“绝对”或“比率”模式操作。
一些参数是有固有起伏的或有干扰的(诸如在液面晃动油箱中的燃油发送装置)。因此，本发明的第六个目的在于提供阻尼或转换速度控制的变化程度。例如，对于压力或电压较快，或对于油面和温度较慢。
在临界应用中，如上所述，经常引入第二传感器以当检测出超出规格情形时，告警或停止操作。本发明的第七个目的在于提供可编程的过和/或欠告警输出。
在其它临界应用中，当检测出低或高的超出规格情时，可引入第二和第三传感器以告警或停止操作。因此，本发明的第八个目的形在于，提供至少一个附加可编程过或欠告警输出。
为机动车辆市场设计的大多数仪器包括照明装置。因此，本发明的第九个目的在于通过直接驱动发光二极管提供自照明。
可以顺次地(指针模式)或添加地(条形图模式)点亮发光二极管。因此，本发明的第十个目的在于以指针或条形图模式中的任何一种模式提供自照明。
在一些应用中(诸如便携式电池操作的设备)，需要在极低功率电平下运作装置和转换器。可以预料，将在功率节省模式中的一种模式下操作固有低功率(或高阻抗)转换器，还可预料将在直接驱动LCD模式下操作装置。在该模式下，可以驱动液晶显示器，而不需要从-40°到+85°温度范围的温度补偿。因此，本发明的第十一个目的在于，直接驱动液晶显示器。
可顺次地(指针模式)或添加地(条形图模式)驱动LCD。因此，本发明的第十二个目的在于在指针或条形图模式中的任何一种模式下提供低功率LCD启动。
LED和LCD显示器驱动各个段地址。可以用无限制的结构安排这些段，这些结构包括直线垂直、直线水平、直线对角、向上弯曲、向下弯曲、图案、矩阵等。可以同时使串联的两个或多个发光二极管通电。可以同时使并联的两个或多个LCD段通电。可以直接使静态发光二极管通电，但是静态LCD段需要AC驱动信号。设想静态元件作为标尺符号或信息部分，而且无论何时施加电力，它都趋于有效。因此，本发明的第十三个目的在于连续操作LCD段驱动器。
可以按特定的颜色编码格式组装发光二极管。例如，可以在显示器内排列传统的正常-注意-告警/停止序列的绿-黄-红以传送那种意义，而同时“指向”测量值。当与标尺扩展和收缩轮廓耦合时，显示器可以用较少的显示元件传达大量准确的信息。因此，本发明的第十四个目的在于提供整个带有测量值的颜色编码状态信息。
当检测出超出规格情形时，时常希望使显示“闪烁”，以引起对存在问题这一事实的重视。因此，本发明的第十五个目的在于在范围的上限或范围的下限提供各种闪烁模式。
如果在范围的两个极限处可以发生超出规格的情形，那么希望，对于这两种情形都使显示“闪烁”。因此，本发明的第十六个目的在于在范围的上限和范围的下限处提供各种独立闪烁模式。
当已知信息以低速率变化时，希望当在有干扰的环境下读取边界时，将显示的更新限制在相当长的时间间隔以减小明显的“闪烁”。因此，本发明的第十七个目的在于提供各种转换率时间间隔。这经常与转换速度控制一起使用(目的六)。
当已知信息有点受干扰，希望引入滞后以减小边界闪烁的相似性。因此，本发明的第十八个目的在于提供滞后开/关特性。这通常与转换率控制(目的十七)和转换速度一起(目的六)使用。
对于转换速度、转换率和滞后分开控制使得解决在具有各种响应时间要求的系统中的起伏和噪声问题成为很有可能。合起来看，它们允许相对于显示的人机工程的微调，和/或相对于输出信号的告警响应微调。
在体系结构上，优化上述方法和装置，以在特别小而价廉模具上实现单芯片三重(friple)技术(三重技术＝在互补MOS中的模拟、数字和不挥发性存储器)。用于整个仪器的解决方法必须是可与最优化得出的机电仪表相比的成本，而且它们必须占有一百年的市场主导地位。因此，本发明的第十九个目的是基本上可集成的小型、廉价、三重技术芯片。
希望用一个也只用一个芯片通过无数个变换器、以LED或LCD格式显示多个变换、通过许多功能性选择方案来满足在多个电源下操作的生产线的仪表化需要。因此，希望本发明藉助于不挥发性存储器在芯片级是可编程的，而且藉助于“填充”指令在电路板级上是可编程的。典型的填充指令是用于电压可选方案的电阻器值。用于各类变换器的电阻器值、用于滤波器响应的电容器值、用于特定颜色格式的LED阵列、用于特定符号的LCD组件，等等。因此，本发明的第二十个目的是，在仪器制造期间在不挥发性存储器中为所有的可集成选择方案编程。应注意到，用较少的电压、LED颜色分派和变换器“类别”的组合可满足大多数应用。因此，可备有非常高级的子组件(Subassembly)以等待将它们转换成成千上万个可选方案组合中的任何一个的程序信息。
当考虑到绝对值、偏移、线性和方向性(增加对减小)时，用于电阻式发送器的变换器校准的可能性很大。然而，可以方便地将这些归并成绝对值大类，即，两或三个大类。当通过在子组件级加入的电阻器进行上述操作，下列动作将会变得简单微调绝对值、调节偏移、解决相对于所需显示响应的线性、和在实质上“功能完全”组件级上分配在不挥发性程序设计中的方向。
对于“对于所有情况用一个芯片”作进一步详细说明，本设计试图最优化芯片的低电力消耗，而不牺牲高电流驱动能力，或芯片的尺寸(成本)。因此，本发明的第二十一个目的在于，在低静态电流下操作，同时保持高电流驱动能力。
需要考虑在芯片上生成绝对基准的两个区域。第一个是时基，而第二个是电压基准。需要成本非常低但适当准确的时基，来建立所有的内部时钟、模拟-数字转换、LCD驱动波形、显示闪烁器、不挥发性存储器装入、不挥发性存储器观察，等等。后面跟着二进制计数链的在131KHz下操作(微调后)的全集成R-C振荡器方便地产生用于LCD驱动器的64Hz和用于闪烁器的2Hz(分别除以211和216)。可在CMOS中产生具有适当的温度系数和曲率误差(但是较差的绝对值)的低成本带隙电压调节器。用微调，可将调节器误差限制在可接受的范围内。
因此，本发明的第二十二个目的在于，集成小型、低成本的振荡器并根据来自不挥发性存储器的指令对它进行微调，而且最初在晶园片测试期间插入这些指令，但是在最后组装期间重新写入(如果需要的话)。
此外，本发明的第二十三个目的在于，集成有效的、小型的、低成本的带隙调节器并根据来自不挥发性存储器的指令对调节器进行微调，而且最初在晶片测试期间插入这些指令，但是在最后组装期间重新写入(如果需要的话)。
在接下来的说明和附图中将阐明本发明的其它目的，及其特性、要素和优点，或从中变得明显。
本说明书描述具有十个不同状态的显示(它产生指针、条形图、曲线图、图标，等等)。可将该方法用于任何数量的状态(12、15、20、25，等等，都是可行的)。在每个例子中，存储的门限比显示状态数小1。例如，对于10个状态有9个门限和对于25个状态有24个门限。因此，本发明的第二十四个目的在于，在仪器制造期间，将多个显示状态存储在不挥发性存储器中。以有与所需准确度相称的分辨率和模拟-数字转换处理的分辨率数字地存储每个门限。因此，本发明的第二十五个目的在于，进行具有足够准确度和分辨率的模拟-数字转换处理以满足上述仪器准确度。经常是，期望转换处理具有6、7、8、9、或10位的分辨率。本说明书将着重于8位例子，因为它们更适于在机动车辆和公路车辆、电动机/发电机装置、电动机/压缩机装置，等等的仪器中的应用。
发明概述通过在较佳实施例中提供参数的物理测量和显示系统，本发明达到上述目的，其中包括接受代表所述参数值的输入信号，所述输入信号具有任意形状和幅度；和以任意形状显示所述参数的所述值。
参照附图(只作说明之用，并不企图限定本发明的范围)，可以帮助理解本发明及其各个方面，附图如下图1-3是示出在本发明中数种有用的可供替换的模拟-数字转换电路的方框/示意图。
图4A-4C是示出改变输入电压信号范围的方法的局部示意图。
图5-7是示出在本发明中数种有用的附加的可供替换的模拟-数字转换电路的方框/示意图。
图8A-D是示出本发明的半导体器件的电路的方框/示意图。
图8E示出用于阅读图8A-D的布局。
图9-11是示出与可供替换的显示元件和与可供替换的输入及超容限指示结构一起运用的图8的装置的方框图/示意图。
图12是示出另一种超容限结构的局部方框/示意图。
图13是示出为图8装置规定的程序设计和校准存储图的表。
图14示出用于半导体器件的模拟-数字转换电路的一种典型的时序。
图15-17是示出与半导体器件一起使用的数种可供替换的辅助元件的方框/示意图。
图18是示出当本发明在功率保持模式下时所用的输入开关电路的方框/意示图。
图19是半导体器件的输出驱动器真值表。
图20-22是示出与各种显示元件一起运用的输出驱动器结构的示意图。
图23包括示出片段(segment)(指针)驱动器的“接通”和“断开”状态和与背面驱动器相关的符号(legend)驱动器的“接通”状态的波形。
图24是半导体器件的上闪烁器真值表。
图25是半导体器件的下闪烁器真值表。
图26是半导体器的“HIOUT”真值表。
图27是半导体器件的“LOOUT”真值表。
图28示出非线性电阻式变换器的电阻/压力关系。
图29示出两个非线性电阻式变换器的电阻/温度关系。
图30是与图28的变换器相关联的输入电路的示意图。
图31是与图29的变换器相关联的输入电路的示意图。
图32是示出如图28和30所示输入的整个变换器-输出变换的一览表。
图33是示出用于如图29和31所示输入的整个变换器-输出变换的一览表。
图34是示出用于图28、30和32例子的存储表的表。
图35是本发明的单芯片CMOS实现的俯视图。
图36-38分别是包含如图9所示的本发明实施例的仪器外壳的立体图，俯视图和侧视图。
执行本发明的最佳模式参考附图，其中在各图中类似或相同的元件赋予相同的标号，而且对于图号的附带说明把读者引至可最适于看所述元件附图(虽然，该元件可以也出现在其它附图中)。
图1示出概略地指定为标号100的模拟-数字转换器，将它用作在本发明的滤波处理中的参与者。这里，电压-频率转换器102是在例如2秒测量间隔内积分的性能优良的积分模拟-数字转换器(其中，0到2伏＝0到2KHz＝2秒内的0到4000个计数)，所述电压-频率转换器102在0到2伏的输入范围内和0到2KHz的输出范围内操作，并且后面有12级二进制计数器104。这导致在与二进制计数器104耦连的输出寄存器106中总共产生0到250。每2秒，传递和复位电路108发出传递命令，紧接着发出复位命令。在与积分间隔相关的持续时间内，这些命令是无穷小的(毫秒对秒)。可以容易地扩展或收缩积分间隔以及电压-频率转换因子和递减计数(countdown)级，以产生从十分之几秒到几百秒的非常实际的转换(积分)间隔。例如，0到2.5伏的输入范围产生0到1.25KHz的电压-频率输出，后面有17级二进制计数器产生下列状态0到2.5伏＝0到1.25KHz＝在100秒内0到125,000个计数，这导致在输出寄存器中总共产生0到244。
如图2所示，也可以在双斜率(dual slope)模拟-数字转换器(概略地指定为标号120)内固有的模拟前端中进行在预定间隔内的积分。在这种情况下，在模拟积分器122内，相对于在所需间隔内的时间，对输入电压积分，然后在时间和计数控制下快速去积分(de-integrate)。由于一般的转换数量级将为8比特，而积分间隔数量级通常为秒，所以通过仅仅使去积分电流例如在1毫秒间隔内淹没输入信号，就可以使转换保持简单，而不必担心切换输入或产生任何显著误差。在去积分间隔内，直接响应于输入信号，积分器122一直在“升”积分(up-integrate)。当转换时刻到来时，例如每2秒，由复位和转换电路124向输出计数器和寄存器126发出复位命令(R)，接着立刻发出给锁存器128置位的转换命令(C)。锁存器128的Q变成触发去积分电流源130的逻辑“1”，并启动250KHz时钟(CLK)，所述时钟在最大输入信号所需的1毫秒去积分间隔内通过“与”门132使计数器126计数。半量程(half-stale)输入需要500毫秒，产生125个计数，等等。当积分器122的输出到达“基线”电平时，基线检测器134改变状态，立刻复位锁存器128，于是中断去积分电流流动和在输出计数器/寄存器126中的计数。对于所示的单个正电源例子，可以方便地把基线检测器128设定在0.1伏。在正、负电源系统中，可以方便地把基线检测器134置于0.0伏，于是变为零交叉检测器。
在图2的模拟-数字转换器120中，用于积分器120的去积分电流源130是浮动的。通过将输入信号平移到在单个电源系统中的正基线，于是允许使双向电流流入积分器，可以对与电源相关的基准固定所述电流源。例如，可将标准的0到2伏输入信号平移到1到3伏，而输入积分器和去积分电流源，如图3所示可以简单地改变，其中概略地用标号140指出的模拟-数字转换器包括与图2所示的模拟-数字转换器120相同的元件，外加+1.00伏基准142。
下列计算显示模拟-数字转换器140(图3)的一些实际值。假定基本电路电源是+6.00伏；直接从+6.00伏产生+1.00伏基准；输入信号范围从+1到+3伏；转换间隔是2.00秒；积分电容器CINT是1.00微法；具有3伏最大输入的积分器122的输出范围是1到5伏；由带有它的1.00伏基准输入的基线检测器134决定的(任意地)1.00伏下限；由元件值控制5伏上限；和最大去积分时间＝1毫秒。
(1)Q＝CAE＝1×10-6(5-1)＝4微安-秒。
(2)最大输入电压下的积分器输入电流等于(-4微安-秒)/2秒＝-2微安。
(3)RINT＝(1-3伏)/(-2微安)＝-2/-2兆欧＝1兆欧。
(4)在1毫秒内将电容器以4伏放电所需的积分器电流等于(+4微安-秒)/0.001秒＝+4000微安＝+4毫安(见(6))。
(5)RINT＝(6-1)/4千欧＝1.25千欧(见(6))。
(6)从理论上讲，去积分电流必须提供4微安-秒放电加上(假设的)在1毫秒内2微安的可忽略的输入电荷＝2毫微安-秒，然后，(4)和(5)分别成为4.002毫安和1.24938千欧。
下列局部示意图运用如图4C所示的计算，示出对于0到1000欧姆电阻式转换器的从0到2伏输入(图4A)到1到3伏输入(图4B)的一种简单平移形式。
如果运用正、负电源，(特别是，如果与负输入信号一起使用)，那么可以进一步简化积分器。在它的最简单形式中，它变成图5中所示的电路(概略地由标号150表示)，其中将RINT移到输入，而且零交叉检测器152代替基线检测器134(图2和3)。
然而，通常，输入信号相对于公共“地”(common)是正的(而且在这种情况下是小的)，而且在积分器之前运用反相放大器。此情形如图6所示，其中模拟-数字转换器(概略地用标号160表示)包括在积分器122前面的反相电压放大器162。当处理低电平信号时，这样做是有利的，其中最好把输入放大器162的输入偏移电压性能与积分器122的输入偏移电流性能分开(经过输入放大器的电压增益)。
当模拟—数字转换器在滤波处理中不是主要参与者时，可将它简化以变成数字—模拟转换器和模拟比较器，如在图7电路中所示，概略地由标号170表示。优点是(1)在单芯片集成电路中容易实现。
(2)较小的电路区域。
(3)与频率误差无关(只依赖于电压基准(REF))。
当然，缺点是积分(或滤波)不为转换处理所固有，而且电路170总是要和经滤波的输入一起使用。
当要求转换(通常是1/2秒、1秒、2秒、4秒等)时，来自复位和转换电路172的短复位命令(R)复位输出计算器174，紧接着是置位锁存器电路176的转换命令(C)，经置位的锁存器电路176通过“与”门178启动较快的时钟(例如，131KHz)。计数器计数直到从数字—模拟转换器180的输出超过从低通滤波器182的输出，此时，比较器184改变状态，复位锁存器电路176，并且禁止时钟。在输出计数器174中的信息保持静态直到下一个转换间隔，因此它用作电路170的输出寄存器。所示例子的最大转换时间是2.55×7.6微秒＝1.95毫秒。同时，滤波器182的响应可以是n秒(例如，1兆欧和2微法＝2秒)，而转换率可以是4秒，等等。所以，转换时间占用不足“更新”时间间隔的0.05％的时间，而不需要单独的输出寄存器。计数器174限制在255以防止溢出。
此外，通过至少将一部分电平译码器与数字—模拟转换过程相结合，进一步简化成为可能。如果数字—模拟转换器存储在存储器中的门限的序列表示法，而不是独立转换，那么它可以不需要输出计数器和寄存器以及相关的时钟和复位。当需要转换时，逐行地读取存储器，并逐行转换，直至转换大于(或小于，这取决于正常或逆向选择)经滤波的输入信号。然后，保持该电平直至要求下一个转换。
图8示出在关于本发明的半导体器件的电路，概略地由标号200表示。器件200包括模拟—数字电路170(图7)，它通过模拟缓冲器202和集成开关电阻阵列204，在“XDCRIN”处接收来自变换器(未图示)的输入信号。将电路170的输出馈送到与驱动模式发生器212耦连的电平译码器210，所述驱动模式发生器212在多个输出端处(如在214处)提供显示驱动信号。同样在装置200上有96位不挥发性存储器220，其功能如下所述。
为显示出半导体器件200的通用性，图9示出该器件与辅助电路结合以产生带有电阻式变换器(该变换器由Rx表示)输入端的仪器(概略地由标号230表示)。器件200以指针模式驱动10段LED显示器132，而每个告警输出以下拉(pull-down)模式驱动远地的LED234和236。可作为单个(虽然略大些)电阻器提供功率消耗电阻器R4A和R4B。图10示出带有电压输入端的半导体器件200，所述半导体器件200与辅助电路结合以制成概略地由标号240表示的仪器。器件200以条形图模式驱动10段LED显示器，而每个告警输出以上拉(pull-up)模式驱动远地的LED244和246。图11示出带有由电阻器RY提供偏移的零偏移的电阻式输入端的半导体器件200，所述半导体器件200与辅助电路结合以制成概略地由标号250表示的仪器。器件200或者以指针模式或者以条形图模式驱动10段加上符号的LCD显示器252。器件200的告警输出以下拉模式驱动远地的低功率继电器254和256，发送分开的高低条件的信号。图12示出在下拉模式下的被“或”的LED260，它经过二极管262和264用单个LED发送超容限条件(高或低)。这可与10段LED或LCD显示器一起使用。仪器230、240和250的输入、显示和告警信号的特殊组合只是为了说明，还可在本发明目的之范围内提供所示元件及其它元件的任何组合。
今回过来参照图8和图13，后者提出编程及校准存储图，在通过将八种微调可能性中的一种插入存储器单元CAL4、CAL5和CAL6中来进行测试的期间，校准集成振荡器270。这些控制电阻器和/或电容器在振荡器270中排列。标称131KHz驱动生成所有的系统子时钟的长二进制计数器链272。该链即使在所示的低于1/4Hz(4秒)的频率下亦可进行工作。
在通过藉助于存储器单元CAL1、CAL2和CAL3插入八种微调可能性中的一种来进行测试的期间，还校准集成带隙电压基准280。这些控制电阻器在电压基准280中排列。由模拟放大器282缓冲来自基准的输出，供内部和(间或)外部使用。在输出端处的开关284由存储器单元PR23控制。当PR23是逻辑“1”时，开关闭合而半导体器件处于“绝对”模式，而至转换器170的基准是经微调的绝对带隙基准。如今，在“REFIO”处出现的信号是输出，而且可将它用作在完整仪器或系统中的其它地方的辅助基准。当PR23是逻辑“0”时，开关284断开而器件200处于“比率”模式，而从外源提供至转换器170的基准。
由模拟缓冲放大器202和它的输出R-C低通滤波器缓冲并滤波“XDCRIN”信号。电阻器阵列204部分是由存储器单元PR24和PR25控制的集成开关电阻阵列，允许有四种电阻器可能性。由外部完成电容器部分，而且通常表示时间常数的较大跳跃，而电阻器产生较小阶跃(典型的是，电容器为15或20比1，而电阻器为2比1)。
不挥发性存储器阵列220是96位(12行×8列)结构，行1至9作为8位字存储九个门限(从T11到T99)，以容纳从0到255的各个十进制数。行10和11存储各个程序设计位或一群位。将每一位识别为后面跟着1到8的PR1，或将它识别为后面跟着1到8的PR2。行12存储两群校准数据(从CAL1到CAL3，从CAL4到CAL6)，和两个程序设计位，即CAL7及CAL8。图13概括了程序设计和校准分配。每一个这些存储器单元在该方框图中都出现两次。第一次，出现在它本身的存储器阵列中，而第二次则出现在功能控制单元中。
通过双向串行数据端口PIO300，将数据装入存储器220，并检验从存储器出来的数据。8个数据位的每一组伴随有4位地址，以识别相关的存储器行。三个输入和一个输出与将新数据写入存储器有关。PCL(程序设计时钟)是输出而且从主计数器链(从C0到C19)得到。频率的选择多少有点任意，但是作为三个输入的同步装置则是必需的。典型的是，CX可以是C6、C7或C8。PEN是程序设计启动输入。它将PIO端口放入输入模式，并当与逻辑“1”一起出现时启动程序设计序列发生器302。PRV是程序设计电压输入。存储器220的程序设计(和重新程序设计)要求在标准电源状态外的电压。为了保持半导体器件200的最大成本有效性，把标准在芯片上程序设计电压移出板外(off-board)；根据程序设计经常是一次性生产操作的这一事实，它特别有益。
程序设计序列发生器302在来自与CX相关的时钟CY的精确计时下移过有序的擦去和写入序列。它发出指令以在时间和电压控制下擦去、写入并通过行推进。
根据应用需要，对于四种转换率中的一种编制转换率的程序。存储器单元PR26和PR27控制该选择。在这个例子中，速率可以是1/2秒、1秒、2秒或4秒。
对于可能用到的较长实际转换时间(即，8-16秒)，对于所有元件的热时间常数是这样的，以使温度效应很小。时间常数的数量级为分钟，从而时间平均方案使由热效应引起的任何温度波动变成可忽略。
通常由对于人机工程和/或信号噪声/起伏的考虑来支配对于转换率的控制；然而，可就其功能将它扩展以帮助变换器功率节省。在以5伏桥式激励的100欧姆桥式电阻器串联的0至100欧姆变换器的极端情况下，最坏情况下的电流将为50毫安。如果必须在，例如，15伏(12伏DC系统的高浮动充电电压)的仪器内提供这种电流，那么最大功率将是750微瓦。这可能超过“微型仪器”的热容量。如果可将这个功率调整到1/2或甚至1/8，那么时间平均变换器激励负载将分别减小到375或94微瓦。PR28控制来自转换率选择器310的转换宽度调制(CWM)输出以在测量前向变换器供电，从而节省功率。当PR28是逻辑“1”时，对于最后1/2的转换周期，CWM是有效的。当PR28是逻辑“0”时，对于最后1/8的转换周期，CWM输出是有效的。图14示出用1/8占空因数(PR28＝0)进行4秒转换的典型的定时序列(在可变时基尺度上)。
继续参照图8A-C，然后缓冲CWM信号并作为XPM(变换器功率调制)出现在外部。典型的是，这可以用于必须遵循功率节省的应用中，诸如高周围温度；非常低的变换器阻抗；在“微型仪器”中的热量耗散限制；便携式电池操作；等等。一般而言，由于信号在脉冲宽度内必须获得近似的稳定性，所以，将这以较快的滤波器时间常数使用。在该例子中，建议用数量级为90毫秒的最大时间常数以将误差保持在大约1/2％或用数量级为70毫秒的最大时间常数以将误差保持在大约1/10％。通过运用如图15所示的外部缓冲放大器320来完成该电路。为了进一步改进功率节省，用电阻器对330/332把来自XPM的输出分压。当以与半导体器件200相等的电源电压(+DC)驱动缓冲放大器202时，这还允许所述缓冲放大器202的“净空”(headroom)操作。图16示出另一种变化，其中倒相XPM并直接驱动外部低阻抗P沟道FET340，于是允许只用一个外部元件在1/8占空度功率节省模式下驱动接地电阻式变换器342。在图15和图16上，已从“HIOUT”和“LOOUT”除去负载，而且用液晶显示以最大限度地减小电力消耗。
在图15和图16上，用串联调节器350代替简单的齐纳二极管分路调节器以实现用变换器功率调制(通过在调节器“断开”期间使全部的输入电流下降的方式)可获得的增益。
图17示出低功率分路调节器，用较大电流的射极跟随器变换器驱动器和N沟道MOSFET灯驱动器360和362替换。这种结构使得较低功率的“微型仪器”可驱动低阻抗离板(off-board)负载(诸如，白炽灯364和365)。所有大电流通路从未调节的电源直接得到。
图18示出一种实现过程，即当以功率节省模式操作时，通过以跟踪和保持方法操作滤波器可以保持较长的滤波器响应时间，同时保持较合宜的准确度。例如，如果我们假设最大的样本—样本的参数变化的数量级为5％，那么在1/2％内获得的建立时间(settling time)将会是2.3时间常数，而不是100％阶跃变化所需的5.3时间常数。(e-2.3大约0.10，×5％＝0.5％；e-5.3大约0.005，×100％＝0.5％)。因此，对于相同的有效准确度，滤波器可以是2.3倍长(变慢5.3/2.3＝2.3)可通过将第十五个状态在CWM信号控制下的集成开关电阻阵列204来实现这种变更。当CWM信号为低时，迫使电阻器开关断开，然后去除通过模拟缓冲放大器202的输出的放电通路。假设模拟电容器的输入阻抗是无限大的。THI是跟踪/保持输入。将它跨接到+DC用于全部时间跟踪，或跨接到XPM用于当CWM为低时保持而当CWM为高时跟踪。可在不挥发性存储器220中为这编制程序。数字-模拟转换器的其它元件操作如前所述。
继续参照图8A-C，电平译码器210将经转换的数据与九个已存储的门限(在存储器220中的T11到T99)相比较，并将该数据放在十种可能性之内。这些可能性是下列的函数第一，九个已存储的门限；第二，是否存在滞后；第三，输入函数是标准的还是反相的。CAL8控制滞后，以逻辑“1”命令滞后是有效。CAL7控制标准/反相函数，认逻辑“1”指定标准模式。当滞后“接通”时，在向上通过门限之后门限向下移一位，以当输入信号位于该门限时防止高频抖动。另一方面，可将该函数加入转换电路170。当磁滞“断开”时，不发生门限移位。
在标准模式下，由小于T11的转换值控制L00输入，而在反相模式下，由大于T11的转换值控制它。另一方面，在量程的另一端处发生类似的反相，其中在标准模式下由等于或大于T99的转换值控制L99输出，但是，在反相模式下，由等于或小于T99的转换值控制它。图19是输出驱动器真值表，它示出相对于指针/条形图的显示函数的标准/反相函数。该例子示出标准模式的线性0-(+X)伏函数，而且示出反相模式的线性(+X)-0伏函数。假设该范围包含总数为250的10个均匀隔开的转换值，其中每两个相邻值之间相隔25。
相对于零保护极限和正保护极限在“XDCRIN”处有物理保护极限，在输入超出额定值或低于额定值时，它能防止半导体器件200被损坏，只要输入电流限制到子闭锁(sub latchup)值(典型的是从10到100MA，这取决于输入保护设计)。此外，在模拟-数字转换器170中有上溢和下溢极限，以防止在0到255范围外出现非法数(由翻转(rollover)引起)。
驱动模式生成器212使经译码数据的10个区段呈10个LCD或LED驱动器所需的形式。存储器单元PR21选择LED或LCD模式，而存储器单元PR22选择指针/条形图模式。C11提供用于生成直接驱动LCD波形的64Hz基准。图20示出操作LED指针显示器的输出驱动器。图21示出操作LED条形图显示器的驱动器，而图22示出驱动器和它们到10段加符号LCD显示器的连接目的地。图23示出用于总是存在的符号驱动器典型段相对于总是存在的后面驱动器在它的“接通”及“断开”状态下的LCD波形。在指针模式下，在任何时候，一个而且只有一个输出驱动器是有效的。在条形图模式下，在任何时候，从L00通过当前译码区段的所有驱动器都是有效的。在图19的表中概括了这些模式。
L88和L99经过上闪烁器400受附加控制，而所述上闪烁器400本身受存储器单元PR11、PR12和C16的2Hz基准的控制。由图24的上闪烁器真值表规定4个上闪烁模式。当要求闪烁时，由C16或C16调制输出。
L11和L10经过下闪烁器402受附加控制，而所述下闪烁器402本身受存储器单元PR13、PR14和C16的2Hz基准的控制。由图25的下闪烁器真值表限定4个下闪烁模式。当要求闪烁时，由C16或C16调制输出。
上输出420(“HIOUT”)直接受上部两个译码电平及存储器单元PR15和PR16的控制。这个输出信号与输出驱动器L88和L99的性质(即，LED对LCD，指针对条形图，闪烁模式)无关。如图26的HIOUT真值表所示，存在4种“HIOUT”功能模式。
下输出430(“LOOUT”)直接受下部两个译码电平及存储器单元PR17和PR18的控制。这个输出信号与输出驱动器L00和L11的性质(即，LED对LCD，指针对条形图，闪烁模式)无关。如图27的LO OUT真值表所示，存在4种“LOOUT”功能模式。
最后的讨论描述两个非线性电阻式变换器特性到两个新的非线性显示特性的变换。第一个运用上升的电压-电阻变换器，如图28所示。第二个运用下降的温度-电阻变换器，如图29所示。分别将每个变换器设置在图30(RP)和31(RT)所示的输入桥路的一条支路中。这些产生电压变换，在图32和33的表中分别概括了所述变换。
处理的第一步要求表示变换器在其整个操作范围的特性，特别注重于最关心的领域(通常是扩展和告警领域)。第二步包括驱动模式(例如，电流源、电压源、通过阻抗的电压源，等等)的选择。在这些例子中，变换器以电阻式变换器(RT)为表征，而且电源是通过串联电阻的电压。选择串联电阻以产生与“XDCRIN”能力相容的任意满范围电压，同时保持该任务所需的分辨率和准确度。如果要把装置做得在比率模式下操作，那么必须计算桥路的另一半(R2和R3)以产生与范围所需的分辨率及准确度相容的基准。注意在这些例子中，相对于在如图30所示的桥路中变换器最大输出电压，“REF IO”几乎是处于满量程，但它只是在图31所示桥路中的变换器最大输出的大约70％。通过允许模拟-数字转换器处理超范围并对于超过最后程序门限的值限制在255的方式，进行70％舍位以提高准确度和分辨率。如果相同的方法用于图30，那么可运用大约80％的舍位限，同时有4％的安全裕度。在量程的低电压端处舍位也是可行的，但是，在这些例子中，可能需要超出所示实际成本最低的解决方法的装置。
第三步要求计算在每个所需输出过渡点的“XDCRIN”电压。例如，在图32的表中，100磅/平方英寸的电压等于[(136)/(136+400)]×(5.10)+1.294伏。第四步将该电压转换成十进制数，而且最后转换成用于插入不挥发性存储器220的它的等价二进制数。再参照图32和100磅/平方英寸，T99等于[(1.294)/(1.734)]×(255)＝190.3(四舍五入为190)。
然后，通过将所有的功能及校准指令装入不挥发性存储器220中，完成仪器的专用性。图34的表概括用于图28、30和32所示的例子的全部填满的存储器。
图35大略示出单芯片CMOS实现本发明的(概略地由标号500表示)布置图，它包括图8A、8B和8C所示的所有模拟、数字和存储器元件。芯片500的外部高度和宽度尺寸大约为0.11英寸和0.11英寸，而焊接区(bonding pad)测得大约为0.004英寸及0.004英寸。芯片500的生产成本为$1.00或更少(运用1996年成本)。
在大多数情况下，由仪器制造商完成上述大多数(如果不是全部的话)程序设计；然而，在用户层也可以完成程序设计。
图36-38示出图9仪器230的元件的物理体现。将元件放置在具有多根引线(如垂挂在其上的602)的薄的、水平衬底600上。图37和38给出尺寸大小(以英寸为单位)。应理解，外壳(未图示)(如果有的话)对于最后封装的整体尺寸影响很小。当然，元件的许多其它紧致布局是可行的。如上所述，该封装是整装的，只有与电源和变换器RX的连接，而该元件可以从来自变换器的实际上任何形状输入中有选择地向显示器232提供各种输出。
可见，有效地获得前面所提出的目的(在上述说明书中阐述或由说明书变得明显)，而且由于在上述结构中可以进行任何变化而不偏离本发明的范围，所以包括在说明书中或在附图中所示的所有内容都只是作为例子说明，而并不是对其加以限制。
还应理解，下列权利要求书打算覆盖上述本发明的所有一般及特殊性质，而且关于本发明范围的所有叙述(根据所用语言)应落在其范围内。
权利要求
1.一种用于参数的物理测量及显示的装置，其特征在于，包括(a)可编程半导体器件，其外部高度和宽度尺寸大小大约为0.11英寸和0.11英寸；(b)所述半导体器件具有接受输入信号装置，所述输入信号代表所述参数的值，所述输入信号具有任意形状和幅度；和(c)所述半导体器件具有提供输出信号的装置，以使显示器以任何形状显示所述参数的所述值。
2.如权利要求1所述的用于参数的物理测量和显示的装置，其特征在于，所述半导体器件包括从组中选出来的一个或多个装置，所述组包括用于至少以一种功率节省模式操作配对的变换器的装置；以标准(上升)模式和反相(下降)模式之一处理所述输入信号的装置；以“绝对”和“比率”模式之一进行操作的装置；以阻尼或转换速度控制的选中程度操作的装置；至少提供一个超过和/或低于告警输出信号的装置；提供所述输出信号以直接驱动至少一个发光二极管的装置；提供所述输出信号在指针和条形图模式之一下直接驱动发光二极管的装置；提供所述输出信号以直接驱动液晶显示器的装置；提供所述输出信号以在指针和条形图模式之一下直接驱动低功率液晶显示的装置；提供所述输出信号以驱动不断工作的液晶显示器的装置；提供所述输出信号以提供颜色编码状态信息的装置；提供所述输出信号以在至少一个范围极限处提供闪烁模式的装置；提供各种转换率间隔以当在嘈杂的环境中读取边界时减小明显闪烁的装置；引入滞后以减少边界闪烁的相似性的装置；在所述物理测量和显示装置是其一部分的仪器制造时，提供用于在所述半导体元件中不挥发性存储器中为所有综合的可选方案编程的装置；在小态电流下操作所述装置，同时保持大电流驱动能力的装置；根据来自在所述半导体元件中的不挥发性存储器的指令微调在所述半导体元件中的小型、低成本振荡器的装置；和根据来自在所述半导体元件中的不挥发性存储器的指令微调在所述半导体元件中的小型、低成本调节器的装置。
3.如权利要求1所述的用于参数的物理测量和显示的装置，其特征在于，所述半导体元件包括集成数字电路、模拟电路和不挥发性存储器。
4.用于参数的物理测量和显示的方法，其特征在于，包括(a)提供具有外部高度和宽度尺寸大约为0.11英寸和0.11英寸的可编程半导体器件；(b)运用所述半导体元件以接受表示所述参数值的输入信号，所述输入信号具有任意形状和幅度；和(c)运用所述半导体元件以提供输出信号，使显示器以任何形状显示所述参数的所述值。
5.如权利要求4所述的用于参数的物理测量和显示的方法，其特征在于，所述运用所述半导体元件的方法包括从下列组中选出的一个或多个步骤，所述组包包括用于至少以一个功率节省模式操作配对变换器；以标准(上升)模式和反相(下降)模式之一处理所述输入信号；以“绝对”和“比率”模式之一进行操作；以阻尼或转换率控制的选中程度操作；至少提供一个超过和/或低于告警输出信号；提供所述输出信号以直接驱动至少一个发光二极管；提供所述输出信号以在指针和条形图模式之一下直接驱动发光二极管；提供所述输出信号以直接驱动液晶显示器；提供所述输出信号以在指针和条形图模式之一下直接驱动低功率液晶显示器；提供所述输出信号以驱动不断工作的液晶显示器；提供所述输出信号以提供颜色编码状态信息；提供所述输出信号以在至少一个范围极限处提供闪烁模式；提供各种转换率间隔以当在嘈杂的环境中读取边界时减小明显闪烁；引入滞后以减少边界闪烁的相似性；在(所述物理测量和显示装置是其一部分的)仪器制造时，提供用于在所述半导体元件中不挥发性存储器中为所有综合的可选方案编程；在小静态止电流下操作所述装置，同时保持大电流驱动能力；根据来自在所述半导体元件中的不挥发性存储器的指令微调在所述半导体元件中的小型、低成本振荡器；和根据来自在所述半导体元件中的不挥发性存储器的指令微调在所述半导体元件中的小型、低成本调节器。
6.如权利要求4所述的用于参数的物理测量和显示的方法，其特征在于，还包括提供其中包括集成数字电路、模拟电路和不挥发性存储器的所述半导体元件。
全文摘要
在较佳实施例中,物理测量(100)和显示(214)参数的系统包括:接受表示参数值的输入信号,所述输入信号具有任意形状和幅度;并且以任意形状显示参数值。
文档编号B60K35/00GK1185829SQ96194226
公开日1998年6月24日 申请日期1996年4月17日 优先权日1995年4月18日
发明者尤金·P·芬格 申请人:柯蒂斯仪器股份有限公司