用于驱动具有线性放大器的超声波机头的系统和方法与流程
本申请为分案申请，其原申请是2018年1月10日进入中国国家阶段、国际申请日为2016年5月10日的国际专利申请pct/us2016/031651，该原申请的中国国家申请号是201680040837.6，发明名称为“用于驱动具有线性放大器的超声波机头的系统和方法”。
本发明总体上涉及一种超声波驱动手术工具系统。更具体地，本发明涉及一种具有控制台的超声波工具系统，该控制台能够在宽频率范围和宽电压范围下输出驱动信号。
背景技术：
超声波手术器械是用于执行某些医疗和手术过程的有用的手术器械。通常，超声波手术工具包括机头，机头包含至少一个压电驱动器。尖端机械地耦合到驱动器并且从设置有驱动器的壳体或外壳向前延伸。尖端有头部。头部设有特征，其通常是齿或凹槽，尺寸确定为完成特定的医疗/手术任务。机头是超声波工具系统的一部分。该系统还包括一个控制台。控制台向驱动器供应ac驱动信号。在驱动信号施加到驱动器时，驱动器周期性地膨胀和收缩。驱动器的膨胀/收缩在尖端(更具体地在尖端的头部)引起类似的运动。当尖端如此移动时，认为尖端是振动的。尖端的振动头部被施加在组织上以执行特定的手术或医疗任务。例如，将一些尖端头部施加在硬组织上。一种硬组织形式是骨骼。当这种类型的尖端头部振动时，尖端头部的来回振动去除、锯开相邻的硬组织。将其它尖端头部设计抵靠软组织放置。当这个尖端头部振动时，齿通常通过切割动作去除组织。其它超声波尖端通过在组织和周围流体中引发空穴来去除组织。空穴由于尖端头部来回移动而发生。具体而言，由于这些振动，在紧邻组织定位的流体中形成小空穴。这些空穴是具有极低压力的非常小的区域。在形成组织的细胞的内含物与这些空穴之间产生压力差。由于该压力差的大小，细胞壁破裂。这些细胞壁的破裂，去除、消融形成组织的细胞。
超声波尖端的头部通常相对较小。一些头部直径小于1.0cm。超声波工具基本上仅去除与施加头部的位置相邻的组织。由于其头部相对较小的表面积，超声波机头被证明是用于精确去除硬组织和软组织的有用工具。
一些超声波尖端设有通孔。在向这种类型的尖端施加驱动信号的同时，通过该孔进行抽吸。抽吸吸走由组织去除过程产生的碎屑。这就是为什么一些超声波工具有时被称为超声波抽吸器。
对于有时被称为机头或工具的超声波手术器械，为了有效地起作用，具有适当特性的驱动信号应该被施加到工具。如果驱动信号不具有适当的特性，那么尖端头部可能会经受小于最佳振幅的振动。如果机头处于这种状态，那么机头在给定时刻除去组织的能力可以明显降低。
确保超声波机头有效操作的一种手段是将处于机头的谐振频率下的驱动信号施加到机头。当驱动信号处于给定的电压或电流下时，与处于非谐振的频率的相同电压的施加相比，施加处于谐振频率的驱动信号在尖端中引起振幅大的振动。
另外的其它超声波工具系统被设计为施加处于机头的反谐振频率下的驱动信号。反谐振频率可以是机头具有最高阻抗的频率。有时希望施加处于机头的谐振频率和反谐振频率之间的频率下的驱动信号。
此外，尖端振动的幅度还与驱动信号的电位、电压有关。通常，尖端振动的幅度与驱动信号的电压成比例。然而，通常电压一旦超出，将不会导致尖端振动的幅度增加。
控制台的内部是产生驱动信号的部件。通常，与控制台集成的部件可以分解为四个主要的子组件。第一子组件包括感测部件。这些部件监测发送到机头的驱动信号的特性。输入/输出组件用作界面，外科医生通过界面输入关于要施加到机头的驱动信号的特性的命令，并且在界面上显示关于系统操作状态的信息。第三组件是控制器。控制器基于用户输入的命令和来自感测部件的信号生成控制信号。控制器还生成在输入/输出组件上呈现的信息。
由控制器生成的控制信号被施加到控制台部件的第四子组件(放大器)。这是因为，由于形成控制器的部件的限制，控制信号典型地具有10伏或更小，并且通常为5伏或更小的电位。对于引起换能器的所需收缩和膨胀的驱动信号，信号典型地需要具有至少500伏，并且通常为1000伏的电位。许多控制台的放大器放大控制信号，所以放大器产生的输出信号处于输出信号可以用作施加到机头的驱动信号的电位。
申请人的
设有许多超声波工具系统的控制台包括能够输出驱动信号的放大器，所述驱动信号在窄频率范围内促进期望的机头驱动器的膨胀和收缩。例如，一些控制台输出频率在25.2khz和25.6khz之间的驱动信号。这种类型的控制台可以很好地与包括设计用于由频率在这个频率范围内的驱动信号致动的驱动器的机头配合使用。如果具有被设计为接收不同频率范围的驱动信号的驱动器的机头附接到控制台，机头对超出范围的驱动信号的响应性将不是最佳的。
由于这种限制，如果设施想要使用施加明显不同的驱动信号的超声波机头，则必须提供多个控制台。具体来说，将使用一个控制台来将驱动信号提供给施加有具有第一特性集合的驱动信号的机头。使用第二控制台来将驱动信号提供给施加有具有第二特性集合的驱动信号的机头。必须提供这些仅在它们生成的驱动信号形式上有所不同的多个控制台增加了使用该设备操作设施的费用和管理负担。
此外，即使当控制台生成将控制台设计为产生的驱动信号的预期频率范围内的信号时，控制台对于一些操作状态也不会生成最佳驱动信号。这是因为在控制台意图产生的驱动信号的电压范围的一端或两端处，控制台内部的放大器可能不会对用于建立驱动信号的电压的输入信号提供线性响应。
另外，一些尖端被设计为当被致动时以两个不同的运动的组合的运动来振动。例如，一些尖端被设计为参与作为两个分量的总和的振动运动。第一个分量是纵向振动。这是沿着尖端的纵向轴线的来回振动。第二分量是旋转或扭转振动。该运动是围绕尖端的纵向轴线的来回旋转运动。通常，能够以两种模式同时振动的尖端被称为能够参与双模态振动的尖端。被设计为以三种或更多种模式同时振动的尖端被称为能够参与多模态振动的尖端。
对于参与双模态或多模态振动的尖端，期望将作为最适合于在其每个振动模式中驱动尖端的信号的合成的驱动信号施加到尖端。通常这些信号处于不同的频率。仅能够在窄频率范围上生成驱动信号的控制台通常不适合于生成作为具有可能相差1,000hz或更高的频率的分量的合成的驱动信号。
技术实现要素：
本发明涉及一种新的且有用的超声波工具系统。本发明的系统包括附接有机头的控制台。控制台供应致动机头内部的驱动器的驱动信号。本发明的另一个特征是，控制台能够在宽频率范围和宽电位范围上产生驱动信号。因此，本发明的控制台可以用于向需要具有不同特性的驱动信号的不同机头提供驱动信号。
本发明的系统的另一个特征是控制台被设计为具有相对较低的内部能量损耗。更具体地说，本发明的控制台虽然具有相对低的内部能量损耗，但在必要时能够迅速提高施加到机头驱动器的驱动信号的电位。这最小化了当将机头尖端施加到组织以执行手术时与当尖端在使用尖端的医生期望的距离上振动时之间的时滞。
该系统的控制台包括放大器组件，该放大器组件典型地包括：线性放大器；电源；和变压器。电源将dc信号施加到变压器初级绕组的中心抽头。线性放大器选择性地将变压器初级绕组的相对端拉到地电位或基本上开路状态。变压器初级绕组的端部顺序连接到地电位或开路导致在绕组上产生ac信号。这会引起ac信号出现在变压器次级绕组上。变压器次级绕组上出现的信号是施加到机头驱动器的驱动信号。
线性放大器包括连接到变压器初级绕组端部的晶体管。放大器控制对晶体管施加信号。晶体管依次选择性地将初级绕组的端部接地和断开。晶体管因此起到有源电阻器的作用。
在本发明的优选形式中，线性放大器包括负反馈回路。这个负反馈回路控制对晶体管施加信号。
在本发明的优选形式中，每个晶体管的栅极或基极总是存在至少一些电压。这确保了当必须导通晶体管时晶体管的快速响应。而且，在本发明的一些优选形式中，连接到变压器初级绕组的晶体管是mosfet。
在本发明的优选形式中，电源施加到中心抽头的信号的电压可以变化。
处理器(也是控制台的一部分)设置由电源输出的信号的dc电压电平，并将输入信号施加到线性放大器。更具体地，处理器设置由电源输出的信号的dc电压，使得晶体管上存在的最小电压理论上至少在净空电压下。这是为了确保晶体管始终处于饱和状态。处理器通常也将晶体管两端的电压保持在通常不会明显超过净空电压的电平。这是为了使得晶体管的热量损耗最小。同样，通过保持净空电压，放大器可以快速增大驱动信号的电位，而不会将初始增加的驱动信号作为限幅信号。
处理器调节由线性放大器和电源输出的信号，基本上消除了当驱动信号的电压增加时，初级绕组电压的跳变将使晶体管脱离饱和的可能性。处理器调节由电源输出的信号，使得当驱动信号的电压降低时，不允许中心抽头电压下降，因此随后需要增加电压时，驱动信号不会明显地减慢该电压的增加。
虽然本发明的一个具体形式是超声波手术工具系统，但应该理解，本发明的控制台可以具有其它应用。因此，该工具系统的控制台可以用于将ac驱动信号施加到电动手术机头，其中功率生成单元是除了一组超声波驱动器之外的组件。
附图说明
在权利要求中特别指出了本发明。从以下结合附图的具体实施方式中可以理解本发明的上述和进一步的特征和优点，在附图中：
图1描绘了包括本发明的特征的超声波工具系统的基本部件；
图2是系统的工具、机头的机械部件的图解绘图；
图3是本发明系统的控制台和机头部件的电气部件的框图；
图4是控制台内部的线性放大器和dc电源的框图；
图5是与控制台的电源的升压转换器集成的一些部件的示意性框图；
图6是示出了图6a-6d如何形成本发明的控制台的线性放大器的示意图的组装图。
图7描绘了线性放大器的运算放大器的输出端处呈现的波形；
图8a和8b描绘了在线性放大器的整流器和分流器的输出端处呈现的波形；
图9a描绘了由线性放大器的第一个电流源产生的电流的波形；
图9b描绘了由线性放大器的第二个电流源产生的电流的波形；
图10描绘了在变压器初级绕组的每一端处存在的电压；
图11描绘了当在绕组的每一端处存在图10的电压时在变压器初级绕组两端存在的电压；
图12描绘了当最小电压处于净空电压时在变压器初级绕组两端存在的电压；
图13描绘了当由于电压幅度的增加而使最小电压低于净空电压时在变压器初级绕组两端存在的电压；
图14描绘了存储在机头内部的存储器中的数据的类型；
图15是描绘图15a-15d如何组装在一起以表示在控制台内部的处理器上运行的软件模块以调节由控制台输出的驱动信号的特性的组装图。
图16是由在控制台处理器上运行的基本电压限制器模块执行的处理步骤的流程图；
图17是由在控制台处理器上运行的电源电压限制器模块执行的处理步骤的流程图；以及
图18是用于在形成线性放大器的有源电阻器的晶体管两端产生信号表示的本发明的替代电路的示意图。
具体实施方式
现在总体上参考图1和2描述包括本发明的特征的超声波工具系统40。系统40包括机头330。机头330包括形成机头的近端的主体或外壳342。(“近端”应理解为表示朝向持握机头的医生并远离机头所应用的部位。“远端”应理解为表示远离医生并朝向机头所应用的部位。)
一个或多个振动压电驱动器344(示出四个)设置在外壳342内部。在图2中，机头外壳342是看不见的，因此暴露出机头330的内部部件。每个驱动器344由当电流施加到驱动器上时经历瞬时膨胀或收缩的材料形成。这些膨胀/收缩位于驱动器344的纵向轴线上，该轴线在驱动器的指向近端和指向远端的面之间延伸。一对引线346(图3)远离每个驱动器344延伸。引线346附接到驱动器344的相对的指向近端和指向远端的面。许多(但不是全部)机头330包括碟形的压电驱动器348。这些驱动器348首尾相连地布置成叠置体。引线346是以驱动信号的形式将电流施加到驱动器348的系统40的部件。一个所示的绝缘盘350将连接到相邻驱动器348的相邻引线346彼此分开。在图2中，驱动器348被示出为彼此间隔开。这是为了便于说明部件。实际上，绝缘驱动器344和盘350紧密地邻接。
柱336纵向延伸穿过驱动器348和绝缘盘350。柱336沿着驱动器的共线纵向轴线延伸穿过驱动器344。未看到的是驱动器348内部的通孔以及柱336延伸穿过的绝缘盘350。柱336从位于最近的驱动器40和位于最远的驱动器两者向外突出。
近端物体334附接到位于最近的驱动器348的指向近端的面上。柱336的暴露的近端部分固定地附接到物体334。如果柱336是带螺纹的，则物体334可以是螺母。
角状物356从位于最远的驱动器344的指向远端的面向前延伸。虽然未示出，但绝缘盘350可以位于远端驱动器344和角状物356之间。角状物356具有直径大致等于驱动器344的直径的底座。从驱动器348向远端延伸，角状物356的直径减小。柱336的暴露的远端部分固定到角状物356。如果柱336是带螺纹的，则角状物底座可以形成有用于容纳柱336的带螺纹的闭端孔(未标识)。机头330被构造成使得驱动器344的叠置体被压缩在近端物体334与角状物356之间。
尖端360从角状物356的远端向前延伸。由套环358表示的耦合组件典型地可移除地将尖端360固定到角状物356，并因此固定到机头330的其余部分。耦合组件的结构不是本发明的一部分。尖端360包括细长杆362。杆362是尖端的一部分，其通过耦合组件附接到角状物356。杆362在机头外壳342的前方延伸。尖端360被形成为具有在杆362的远端的头部。一些尖端头部364具有光滑的表面。一些头部364形成有齿366。头部364的几何形状不是本发明的一部分。尖端头部364是机头330的施加到患者上进行手术的部位的部分。
一些尖端360设有被设计成直接施加到硬组织、骨骼的齿。当这种类型的尖端往复运动时，齿以与常规锯片切割组织相同的方式切割组织。
图2中描绘为环的套筒370典型地设置在尖杆362之上。套筒370典型地从接近杆的附接到角状物356处的位置处延伸到接近头部364大约0.5cm的位置。总体来说，机头330、尖端360和套筒370被构造成使得套筒限定在尖端的外表面和套筒的周围内表面之间延伸的流体流动导管。套筒370还具有邻近延伸到该导管的套筒近端的配件(未示出)。导管在套筒的远端是开放的。当机头330处于使用状态时，灌洗液从套筒配件流出，沿着套筒向下，在邻近尖端头部364处被排出。在该系统的一些形式中，流体用作介质，通过该介质，尖端头部的机械振动被转移到组织。由于头部的振动，这种灌洗液也可以用作由尖端头部产生的热能的散热装置。
虽然看不见，但机头柱336、角状物356和尖端360通常形成有导管。这些导管共同限定从尖端头部364到机头330的近端的流体流动路径。当机头处于操作中时，通过这些导管进行抽吸。抽吸将通过套筒370排出的灌洗流体从施加尖端的部位抽走。夹带在这种灌注流体中的是由于尖端360的致动而产生的残渣。该抽吸也将组织吸引到尖端头部。尖端头部与组织之间距离的缩短改进了从尖端头部到组织的机械振动的转移。
系统40的能够抽吸的机头330有时被称为抽吸器或超声波抽吸器。
机头330还包括存储器338。存储器338包含描述机头特性的数据。存储器338可以采用eprom、eeprom或rfid标签的形式。存储器的结构不是本发明的一部分。存储器338包含标识机头的数据。存储器338还包含描述可被施加到机头驱动器348的驱动信号的特性的数据。本发明的大多数机头330包括存储器，该存储器除了包含能够被读取的数据之外还能够存储在机头制造之后写入存储器的数据。未示出的辅助部件被安装到机头以便于从存储器读取数据并将数据写入存储器。这些部件由以下一个或多个组成：导体；暴露的触点/触针；线圈/天线；或隔离电路。
控制台50也是本发明的系统40的一部分。控制台50通过机头330连接到的电缆326发出驱动信号。在系统40的许多但不是所有的形式中，电缆326和机头330被组装为单个单元。驱动信号被施加到驱动器344。在任何给定时刻，相同的驱动信号被施加到每个驱动器344。驱动信号的施加导致驱动器同时并且周期性地膨胀和收缩。驱动器344的叠置体的长度通常在1至5cm之间。在驱动器的单个膨胀/收缩周期上的运动的距离(幅度)可以在1和10微米之间。角状物356放大了这一运动。因此，当从完全收缩位置移动到完全伸展位置时，角状物356的远端以及通过延伸的尖端头部364通常最大移动1000微米，并且通常移动500微米或更小。一些尖端360被进一步设计成使得尖杆362的纵向延伸/缩回还引起头部中的旋转运动。这种旋转运动有时被称为扭转运动。当机头330被致动以引起尖端的周期性运动时，头部364被认为是振动的。
通常在图3中看到的控制台40内部的部件包括电源84。电源84输出25至250vdc之间的可变电压。由电源输出的信号被施加到隔离变压器250的初级绕组的中心抽头。基于施加到电源的power_supply_control(ps_cntrl)信号，设置由电源84输出的信号的电位。变压器初级绕组的相对端连接到放大器115。放大器115将电位和频率都变化的ac信号施加到变压器初级绕组的端部。施加到放大器115的base信号作为控制信号调节放大器输出的信号的频率和电位。
在变压器250的初级绕组上产生的ac信号在变压器250的次级绕组258上引起ac信号。变压器250的次级绕组上的这个信号是通过电缆326施加到机头驱动器348的驱动信号。
变压器250包括反馈线圈256。在反馈线圈256上存在的信号的电压被施加到电压测量电路66。基于反馈线圈256上的信号，电路66产生表示驱动器344上的驱动信号的电位vs的大小和相位的信号。给定了反馈线圈256的功能和位置，该部件有时被称为感测绕组。同样设置在控制台50中的线圈262位于从变压器次级绕组258延伸的导体中的一个附近。线圈262上的信号被施加到电流测量电路68。电路68产生表示电流is(发送到机头驱动器344的驱动信号的电流)的大小和相位的信号。
表示施加到机头330的驱动信号的电压和电流的信号被施加到同样位于控制台50的内部的处理器80。控制台50还包括存储器读取器78。存储器读取器78能够读取机头存储器338中的数据。存储器读取器78的结构补充了机头存储器338。因而，存储器读取器可以是：能够读取eprom或eeprom中的数据的组件或能够询问和读取来自rfid标签的数据的组件。在从存储器338读取的数据通过将驱动信号发送到机头32的导体来读取的本发明的形式中，存储器读取器78可以包括隔离电路。由读取器78读取的数据被施加到处理器80。
连接到控制台64的是通/断开关。在图1和3中，通/断开关由脚踏板54表示。踏板54的状态由处理器80监测。通/断开关是用户致动的控制构件，其调节系统30的通/断状态。在图1中，脚踏板54被示出为包括多个踏板的脚踏板组件的一部分。附加的踏板可以用于控制灌洗泵、抽吸泵或照明灯等设备。这些补充设备不是本发明的一部分。
控制台50被示出为具有滑动开关56。与脚踏板54类似，开关56的状态由处理器80监测。开关56由医生设置，以控制尖端头部52的振动幅度的大小。脚踏板54和开关56被理解为对系统40输入通/断和振幅设置命令的装置的一般表示。在系统的一些构造中，单个控制构件可以执行这两个功能。因此，系统可以被配置为使得当杠杆或脚踏板最初被首先压下时，该系统使尖端头部经历振幅相对较小的振动周期。由于杠杆或脚踏板继续下压，控制台重置施加到机头的驱动信号，以使尖端头部364经受量值更大的振动周期。
显示器82被内置在控制台50中。显示器82上的图像被显示为由处理器80生成。在显示器82上示出的信息包括标识机头和可能的尖端的信息；描述系统运行率特性的信息。显示器82可以是触摸屏显示器。在本发明的这些形式中，通过按下在显示器82上呈现的按钮的图像，可以将命令输入到处理器80中。未示出显示器82和处理器80之间的接口组件。这些接口组件便于在显示器82上呈现图像和将命令输入到处理器80中。
处理器80调节来自控制台40的驱动信号的输出。处理器80基于其设置驱动信号的医生控制的输入是通/断踏板54的状态以及滑动开关56的状态。通过显示器82输入的命令也可以控制驱动信号的设置。还基于从机头存储器338读取的数据来设置驱动信号的特性。控制台还将驱动信号的特性用作反馈信号，该反馈信号进一步有助于设置驱动信号。基于这些多个输入，处理器80输出控制驱动信号的信号。这些信号是施加到电源84的power_supply_control信号和施加到放大器115的base信号。
图4是形成电源84和放大器115的控制台内部的子组件的框图。电源84包括恒定电压电源86。在本发明的一个形式中，恒定电压电源86输出24vdc信号。没有标识任何变压器、整流器、滤波器和电压调节器，它们作为电压源86的一部分，将线电压转换为稳定的dc电压。也未标识控制台内部的电压源，其产生运行诸如处理器80和显示器82的控制台内部部件所需的恒定电压信号。这些电压源包括产生下面讨论的vcc和-vee电压的电压源。
由电源86输出的稳定的dc电压被输出到同样是电源84的一部分的可调升压转换器88。升压转换器88将来自恒定电压电源86的信号的电位放大到不同的电位，并输出该信号作为vamp信号。在本发明的一个形式中，升压转换器88将从恒定电压电源接收到的电位转换成在25至500vdc之间的升压信号。在本发明的其它形式中，升压转换器88产生25至250vdc之间的可变输出信号。由处理器80输出的power_supply_control信号被施加到升压转换器88。power_supply_control信号用作控制输入信号，升压转换器88基于该控制输入信号设置vamp信号的电位。
放大器115是线性放大器。放大器115的一个子组件是加法放大器122。有两个输入进入加法放大器122。这些输入中的第一个是来自处理器80的base信号。进入运算放大器的第二个输入是反馈信号，其来源在下面讨论。根据输入信号，加法放大器122产生经反馈调整的base信号。
经反馈调整的base信号被施加到整流器和分流器138。整流器和分流器138将经反馈调整的base信号分成正分量和负分量。经反馈调整的base信号的负分量被施加到反相压控电流源156。经反馈调整的base信号的正分量被施加到非反相压控电流源174。从图6d可以看出，来自电流源156的输出信号被施加到mosfet162的栅极。电流源174的输出被施加到mosfet184的栅极。
电流源156和174是dc偏置的。即使当源没有接收到施加到源的经反馈调整的base信号的分量时，每个电流源156和174也是接通的。mosfet162和184的漏极连接到变压器初级绕组252的相对端。
存在于mosfet162和184的漏极处的信号也被施加到同样是线性放大器115的一部分的差分放大器118的输入端。来自差分放大器118的输出信号是被施加到加法放大器122的反馈信号。
存在于mosfet162和184的漏极处的信号也被施加到净空监测器190。净空监测器190监测这些信号以确保mosfet162和184两端有足够的电压，以确保这些mosfet始终处于饱和状态。处理器80使用净空监测器190进行的测量来调节由升压转换器88产生的vamp信号的电压。
如参考图5所见，升压转换器88包括多个升压电路。每个升压电路包括电感器110。电感器110的一端连接到恒定电压总线91。总线91是将来自电源86的恒定电压信号施加到升压转换器88的导体。在本发明的一些形式中，在总线91上存在24vdc信号。电感器110的相对端连接到n沟道fet112。fet112的源极通过同样是升压电路的一部分的电阻器114接地。每个升压电路包括二极管111，其阳极连接到电感器110和fet112的接合点。每个fet112的选通由dc/dc控制器90控制。在本发明的所示形式中，控制器90将栅极信号输出到两个示出的fet112。在本发明的一个形式中，可以从lineartechnologycorporationofmilpitas，california获得的ltc3862多相电流模式升压dc/dc控制器可以用作dc/dc控制器90。由控制器90输出的每个栅极信号被施加到栅极驱动器92。在本发明的一个形式中，采用可以从microchipcompanyofchandler,arizona获得的tc44229amp高速mosfet驱动器作为栅极驱动器92。
多个二极管111的阴极连接到单个轨117。电容器113连接在轨117和地之间。
存在于轨117上的信号是来自施加到变压器250的初级绕组252的中心抽头的升压放大器的输出信号vamp。存在于轨117的信号也通过串联连接的电阻器96和98施加到地。来自处理器80的power_supply_control信号通过电阻器97施加到电阻器96和98的接合点。存在于电阻器96、97和98的接合点处的信号被施加到dc/dc控制器90的反馈输入。未示出的是连接到控制器90的其它引脚的电阻器和电容器，以调节诸如消隐、占空比、工作频率和相位的变量。
通常，可以理解的是，每个fet112被周期性地接通和关断。当每个fet112被接通时，存在通过相关联的电感器110的电流。当fet112被关断时，存储在电感器110周围的磁场中的能量导致电流流过相邻的二极管111。该电流的电荷被存储在电容器113中。在fet112的随后导通期间，存在于电感器110、二极管111和fet112的接合点处的电压接地。该过程导致存在于轨117上的信号的电位相对于施加到电感器110的信号的电位增加。
提供了由电感器110、二极管111、fet112和电阻器114组成的多个升压电路。多个升压电路在不同的时间接通和关断，以使存在于轨117上的信号的电压平滑。dc/dc控制器90控制升压电路的接通和关断选通。控制器90基于反馈信号调节该选通，以确保存在于轨117上的电压处于期望的电位。
在图5中，升压转换器88被示出为具有单个dc/dc控制器90和两个升压电路。这是为了便于说明，并最小化冗余。在本发明的一些形式中，为了减少存在于轨117上的dc信号的纹波，升压转换器88具有多于两个升压电路。在本发明的一些形式中，升压转换器可以具有六个或更多升压电路。已知许多已知的dc/dc控制器仅能够选通两个升压转换器。因此，本申请的多个升压电源也具有多个dc/dc控制器90。未示出这些多个dc/dc控制器之间的连接，这些dc/dc控制器调节每个控制器何时选通附接到控制器的升压电路。更具体地说，dc/dc控制器被配置为使得多个升压电路在不同的时间通断。通过提供来自多个转换器的信号，进一步使存在于轨117上的电压平滑。
图6a-6d在组装在一起时示出放大器115的部件。如图6c中所示，放大器122是运算放大器。来自处理器80的base信号通过电阻器120被施加到放大器122的反相输入端。因此base信号可以被认为是放大器115接收以调节出现在变压器初级绕组252两端的电压的外部控制信号。同样施加到放大器122的反相输入端的是来自差分放大器240的电压反馈信号。来自放大器240的该信号通过电阻器121被施加到放大器122的反相输入端。电阻器124被连接在放大器122的输出端和反相输入端之间。同样连接在放大器122的输出端和放大器的反相输入端上的是串联连接的电阻器126和电容器128。加法放大器122的非反相输入端接地。
加法放大器122被配置为反相放大器。在本发明的许多形式中，该增益在4至10之间。电阻器126和电容器128的串联连接的反馈电路通过在通常高于1mhz的高频下降低放大器的增益来限制放大器122的局部增益。这增加了放大器电路的整体稳定性。加法放大器122产生的信号被称为经反馈调整的base信号。
来自加法放大器122的经反馈调整的base信号通过电容器132和电阻器134被施加到运算放大器140的反相输入端。运算放大器140是整流器和分流器138的一部分。放大器140的非反相输入端连接到地。来自放大器140的输出信号被施加到两个串联连接的二极管肖特基二极管148和150的接合点。电阻器144连接在放大器140的反相输入端和二极管148的阳极之间。电阻器146连接在放大器140的反相输入端和二极管150的阴极之间。存在于电阻器144和二极管148的接合点处的信号是经反馈调整的base信号的负分量。存在于电阻器146和二极管150的接合点处的信号是经反馈调整的base信号的正分量。
整流器和分流器138被配置为使得放大器140的增益是固定的。通常，增益小于5。通常增益是统一的。
经反馈调整的base信号的负分量通过电阻器154施加到放大器158的反相输入端。放大器158是反相压控电流源156的一部分。放大器158的非反相输入端连接到地。电容器160连接在放大器158的输出端和反相输入端之间。来自放大器158的输出信号也通过电阻器161施加到mosfet162的栅极。mosfet162的源极通过电阻器168连接到地。电阻器166将放大器158的反相输入端连接到mosfet162和电阻器168之间的接合点。电阻器165将电阻器154、放大器158、电阻器166的接合点连接到-vee电压源。
经反馈调整的base信号的正分量被施加到放大器176的非反相输入端。放大器176是非反相压控电流源174的一部分。来自放大器176的输出信号通过电阻器183施加到mosfet184的栅极。存在于放大器176的输出端的信号通过电容器178施加到放大器的反相输入端。放大器176的反相输入端通过电阻器179连接到-vee电压源。放大器176、电容器178和电阻器179的接合点通过电阻器180连接到mosfet184的源极。电阻器182将电阻器180和mosfet184的接合点连接到地。
放大器158和176具有固定的相同增益。通常，这个增益小于5。通常增益是统一的。
存在于mosfet162的漏极处的信号通过电阻器237施加到差分放大器240的反相输入端。存在于mosfet184的漏极处的信号通过电阻器238施加到差分放大器240的非反相输入端。(未示出可以在电阻器237和238之间串联的电容器以及到放大器240的相关联的输入)。差分放大器240的非反相输入端通过电阻器239连接到地。到放大器240的反馈通过连接在放大器的输出端和反相输入端之间的电阻器241。存在于放大器240的输出端处的信号是通过电阻器121施加到加法放大器122的信号。
电感器187连接在mosfet162和184的漏极之间。mosfet162和184的漏极连接到变压器250的初级绕组252的相对端。
电感器187被选择为具有电感，其理论上，如果电感器在驱动器两端并联连接将形成具有基本上等于机头的谐振频率的谐振频率的电路。可以理解，机头330的谐振频率将会改变。电感器187的电感是固定的。因此，选择电感器的电感，使得如果电感器在驱动器344两端并联连接，则该电路的谐振频率将在机头330的谐振频率的50％内，更理想的是在25％内。再次，机头的谐振频率被理解为驱动信号的频率，在给定的电压或电流下，与处于非谐振的频率的相同电压或电流的施加相比，施加处于该频率的驱动信号在尖端中引起振幅较大的振动。
虽然未示出，但在本发明的一些形式中，每个mosfet162和184的连接是通过电流感测变压器。该电流感测变压器在一侧具有两个初级绕组，在相对侧具有单个次级绕组。每个mosfet162和184连接到电流感测变压器的初级绕组中单独一个的一端。与mosfet162连接的电流感测变压器的初级绕组的相对端连接到变压器初级绕组252的第一端。与mosfet184连接的电流感测变压器的初级绕组的相对端被连接到变压器初级绕组252的第二端。该电流感测变压器的次级绕组上的信号因此表示由放大器发出的电流。将电流感测变压器上的信号的数字化表示施加到处理器80。处理器80监测该信号以确定是否过量的功率源自放大器。如果处理器80确定控制台处于这种状态，则处理器采取步骤来终止或减少从放大器发出的功率。处理器80执行该监测并因此调节控制台的操作的过程不是本发明的一部分。
通过初始参考图7、8a和8b获得对线性放大器115的操作的理解。图7是从加法放大器122输出的经反馈调整的base信号的波形。整流器和分流器138将经反馈调整的base信号分成其正分量和负分量。图8a描绘了存在于二极管150的阴极处的经反馈调整的base信号的正分量。图8b描绘了存在于二极管148的阳极处的经反馈调整的base信号的负分量。
经反馈调整的base信号的正分量被施加到非反相压控电流源174。图9a中看到的波形的半正弦部分表示当施加到电流源174的输入信号高于零伏时，来自电流源轨的输出信号跟踪输入信号。通过返回到图8a，可以理解的是，有时候到电流源174的输入信号接近零。应该记得-vee信号被施加到放大器176的反相输入端。由于-vee信号被如此施加到放大器176，即使当输入信号是零伏时，放大器176也产生恒定的低电压输出信号。在图9a中，这由相邻的半正弦部分之间的波形的线性部分表示。信号的这些线性部分高于零伏。
经反馈调整的base信号的负分量被施加到放大器158。在图9b中看到的波形的半正弦部分表示经反馈调整的base信号的这些部分由放大器158反相并输出。同样可以理解，-vee信号也被施加到放大器158。这就是在经反馈调整的base信号的负分量为零的时段期间放大器将输出低电平信号的原因。在图9b中，这由半正弦部分之间的波形的线性部分表示为在大于零伏的电压下。
施加到mosfet162和184的栅极的信号因此以交错的时间帧施加到mosfet。图10表示在变压器初级绕组252的相对端上的mosfet162和184导通和关断的影响。该图的波形基于电源84向绕组中心抽头施加100vdc信号的条件。为了便于理解放大器115的操作，图10的波形没有考虑确保在mosfet162和184两端存在足够的净空电压的需要。
图10的实线波形186表示存在于mosfet162连接到的绕组252的端部的电压。这是图6b中变压器250顶部处的绕组252的端部。虚线波形188表示存在于mosfet184连接到的绕组252的端部的电压。这是变压器250底部处的绕组的端部。在初始时间帧期间，假定mosfet162被关断。由于mosfet184导通，存在于初级绕组的关联端部的电压接地并因此被拉低。这由从100伏下降到接近零的虚线波形表示。绕组的这个端部的电场基本崩溃。同时，在这个时间帧期间，mosfet162有效地关断。mosfet184连接到的绕组252的端部的电场的崩溃引起绕组的相对端处的电场的增加。由于绕组252的这个端部实际上是开路的，所以在绕组的这个端部的电压上升。电压的这个上升基本上等于绕组相对端处的电压下降。因此，如由波形186的初始正向进程所表示的，在绕组的这个端部的电压从100v上升到200v。由于初级绕组的相对端处的电压电平的这些变化，存在于绕组252顶部的电压比绕组底部的电压高200伏。在图11中，这由波形189从0伏到200伏的初始上升来表示。
当mosfet184关断时，存在于绕组252的底部的电压上升回到存在于中心抽头处的电压100伏。存在于绕组252顶部的电压回落到中心抽头电压。绕组252两端的电压基本下降到零。图11中这由波形189从200伏到0伏的初始下降来表示。
在下一时间帧期间，mosfet162导通而mosfet184保持关断。mosfet162的关断将绕组的相关端连接到地。存在于绕组252顶部的电压从100伏下降到接近地。在图10中，这由波形186从100伏下降到基本零伏的部分表示。此时，由于mosfet184关断，所以绕组252的底部实际上是开路。绕组252顶部周围的场的崩溃导致绕组底部周围场的上升。这导致绕组底部的电位增加。这由波形188从100伏上升到200伏的部分表示。由于在初级绕组252两端的电压偏移，绕组的顶部产生相对于绕组底部的电压为负的电压。在图11中，这由波形189从0伏到-200伏的下降来表示。
在mosfet162导通之后，mosfet162关断而mosfet184保持关断。这导致存在于绕组252顶部的电压回升到100伏特。同时，存在于线圈252底部的电压回落到100伏。在mosfet162和184两者都实际上关断的时刻期间，在绕组两端实际上没有电压降。这在图11中由波形189从-200伏回升到0伏的上升表示。因此，mosfet162和184的导通和关断导致在变压器初级绕组252两端产生ac电压。
然后重复这些帧。在本发明的一些形式中，次级绕组258与初级绕组252的匝数比在2和10之间。在更优选的形式中，该范围在2和5之间。
实际上，可以理解，只有当必须使变压器初级绕组252两端出现最大电压时，mosfet162和184才完全导通或完全断开。这些mosfet162和184用作有源电阻器。由电流源156和174改变mosfet的电阻是导致小于存在于中心抽头处的dc电压的两倍的电压的峰值到峰值的电压出现在初级绕组两端原因。
如上所述，除了调节base信号的特性之外，处理器80还调节施加到变压器绕组252的中心抽头的vamp信号的电压。这是为了确保不管存在于变压器绕组252的端部的电压如何，在mosfet162和184的漏极处都存在足够的但不过量的净空电压。通过首先参考图12来理解执行该监测的原因。该图表示存在于变压器绕组252的一端(任意地为顶端)的电压。更具体地，图12表示当中心抽头电压为30伏并且操作mosfet162和184以使电压以40伏峰值到峰值振荡时存在的电压。当控制台50处于这种状态时，mosfet184上的最小漏源电压为10伏。为了理解本发明，将假定10伏特是系统的特定工作状态的最小净空电压。这意味着，当将10伏施加到mosfet162和184时，在mosfet上将有足够的电压以确保它们处于饱和状态。这确保了施加到每个mosfet162和184的栅极的电压的任何变化将导致通过mosfet的电流流动的期望的比例变化。
图13表示当中心抽头处的电压保持在30伏特，但是由于需要增加驱动信号的电压，操作mosfet162和184以使变压器初级绕组电压以50伏峰值到峰值振荡时的状况。假定中心抽头处的电压电平保持在30伏，则最小的漏源电压下降到5伏。当mosfet184上的电压下降到该电平时，mosfet可能不再处于饱和状态。如果mosfet184脱离饱和状态，则施加到栅极的信号的电压变化可能不会导致通过mosfet的电流流动的期望的比例变化。这将导致存在于变压器初级绕组252的相关端部的电位没有处于使得在次级绕组258上出现适当电位的驱动信号所需的电位。
此外，与任何放大器一样，存在这样的状态，其中本发明的线性放大器115将不以输出信号(此处是驱动器信号)的输出的成比例变化响应输入驱动信号的电位的变化。当驱动信号电压的变化基于被施加驱动信号的负载的变化时尤其如此。变压器中心抽头处的这个净空电压的存在使得放大器的输出能够随着负载的突然变化而快速变化。
控制台50可以被配置为使得在任何时候在中心抽头处存在足够高的电压，使得即使在绕组电压最大摆动的情况下，存在于mosfet162和184的漏极处的电压将始终高于饱和水平。如此操作控制台的缺点在于，通过向mosfet162和184连续施加高电压，施加到mosfet的相当大量的电能转变成热能，不需要的热量。为了防止过度的热量损失，处理器80因此不断地调整升压转换器88，以确保由转换器输出的vamp信号为mosfet162和184提供足够的净空，但不是导致通过mosfet的不必要的热损失的水平。
为了处理器80能够调整vamp信号以及base信号，处理器接收表示净空电压的headroom(hdrm)信号作为输入。从现在参照图6a和6b描述的净空监测器190接收到headroom信号。净空监测器190包括两个二极管196和198。二极管196和198的阳极通过电容器192连接到vcc电压源。二极管196的阴极连接到mosfet162的漏极。二极管198的阴极连接到mosfet184的漏极。电阻器202连接在电容器192的两端。存在于电容器192、二极管196和198以及电阻器202的接合点处的信号通过电阻器204施加到放大器212的非反相输入端。电容器206连接在放大器212的同相输入端和地之间。来自放大器212的输出信号被连接到放大器的反相输入端。
来自放大器212的输出信号通过电阻器214施加到放大器230的非反相输入端。电阻器216和电容器218被并联连接在放大器230的非反相输入端和地之间。
净空监测器190还包括两个串联连接的电阻器224和226。电阻器224的自由端连接到vcc轨。电阻器226的自由端接地。在电阻器226两端连接电容器228。存在于电阻器224和226以及电容器228的接合点处的信号通过电阻器229施加到放大器230的反相输入端。并联连接的电容器232和电阻器234在放大器230的输出端和放大器的反相输入端之间延伸。来自放大器230的输出信号施加到电阻器231。与放大器228隔开的电阻器234的端部通过电容器236接地。存在于电阻器234和电容器236的接合点处的信号是表示mosfet162和184两端的vds电压的headroom信号。
净空监测器190不直接监测vds电压。相反，净空监测器190监测存在于mosfet162和184的漏极处到地的电压。对于mosfet164，这是mosfet和电阻器168两端的电压。对于mosfet182，这是mosfet和电阻器182两端的电压。当相关联的mosfet162或184的漏极处存在电压时，流过二极管196或198的电流下降到低于vcc信号的电位。当退出这种情况时，通过电阻器204施加到放大器212的非反相输入端的信号的电位下降。来自放大器212的输出信号经历类似的下降。这导致来自放大器228的输出信号的类似下降，并且由此扩大了headroom信号的电压下降。
通过选择性地设置电阻器224和226的电阻，可以选择性地设置headroom信号相对于mosfet162和184上的实际净空电压的电位。在本发明的一个形式中，选择电阻器224和226，使得当headroom信号的电位为零伏时，存在于mosfet漏极处的电压是在8.5和10.5伏特之间的特定电压。
来自升压转换器88的vamp信号被施加到变压器250的初级绕组252的中心抽头。单个电容器248也被示出连接在将vamp信号施加到变压器250的导体之间。电容器248表示对vamp信号进行滤波以使信号的ac分量最小化。
未示出的是可以与将vamp信号从升压转换器88施加到变压器中心抽头252的导体成一直线的继电器。在诊断检查指示没有检测到故障之后，处理器接通该继电器，该诊断检查是准备系统的过程是一部分。执行这些诊断检查的过程不是本发明的一部分。当存在继电器时，反向偏置二极管也连接在将vamp信号施加到变压器中心抽头的总线之间。当继电器打开时，该二极管可保护控制台。
在图6b中，变压器次级绕组258的相对端是施加到机头驱动器344的驱动信号的源。反馈线圈256的一端接地。存在于反馈线圈256的相对端的hpvmon信号是表示驱动信号vs的电压的信号。hpvmon信号是施加到电压监测器66的信号。在控制台40的内部，从变压器次级绕组258延伸的导体之一被显示为非常靠近线圈262。穿过线圈262的信号(图6b的hpisns+和hpisns-信号)是表示驱动信号电流is的信号。hpisns+和hpisns-信号是施加到电流监测器68的信号。基于hpisns+和hpisns-信号，电流监测器68产生电流is的表示。
为了便于系统40的操作，机头内部的存储器338在机头的组装期间装载有数据。如图14的字段372所表示的这些数据包括标识机头330的数据。这些数据对于验证控制台50能够向机头施加驱动信号是有用的。字段372中的数据还可以指示关于在控制台显示器82上呈现的机头的信息的类型。字段374包含指示驱动器348的叠置体的电容c0的数据。驱动器电容可以通过在组装机头330过程期间的分析来确定。通常驱动器348的电容之和在500到5000pf之间。关于应当施加到机头的最大电流(电流
同样存储在机头存储器338中的是指示应当施加到机头330的驱动信号的最小和最大频率的数据。存储在字段382中的最小频率通常是可以源自控制台的驱动信号的最小频率。存储在字段384中的驱动信号的最大频率通常比最小频率大5khz到40khz之间。
字段386包含用于对由处理器80输出的信号进行滤波的系数。字段388包含关于与增大施加到机头的驱动信号的电位的大小相关联的任何步长限制的数据。应该理解的是，字段372、376、378、380、382、384、386和388中的数据类似于字段374中的数据，被存储在机头存储器58中，作为组装机头的过程的一部分。
机头存储器338还包含作为使用历史字段的字段390。在使用机头期间，控制台50将数据写入字段388，以便提供机头的操作日志。
图15a-15d在组装在一起时提供在处理器80上运行的过程的视图，以调节由控制台50输出到机头330的驱动信号。简而言之，应当理解的是，目标是针对控制台50以在导致机头驱动器344的期望的周期性膨胀和收缩的频率和电压下输出驱动信号。base信号和power_supply_control信号是由处理器80输出的控制信号，以使得控制台50内部的其它部件输出目标驱动信号。处理器80生成base信号。放大器115产生经反馈调整的base信号，该经反馈调整的base信号是base信号和放大器产生的信号的函数。该经反馈调整的base信号处于导致放大器115使信号出现在变压器初级绕组252上的频率和电位。放大器115致使出现在变压器初级绕组252上的特定信号是导致在次级绕组258上感应目标驱动信号的信号。
处理器80输出power_supply_control信号，其确保vamp电源84施加到变压器初级绕组252的中心抽头的电位处于导致出现在mosfet162和184的漏极处的足够但不过量的净空电压的电平。
为了生成base和power_supply_control信号，处理器80连续地执行三个控制回路。第一控制回路设置base信号的频率。第二控制回路设置base信号的电压。这两个控制回路的输出结合在一起产生base信号。第三控制回路生成power_supply_control信号。来自第二控制回路(用于设置base信号的电压的控制回路)的输出是第三控制回路的输入。
放大器118和122、整流器和分流器138以及电流源156和174的增益是固定的。因此，施加在变压器初级绕组252上的信号的电压与base信号的电压成正比。base信号的频率是存在于变压器初级绕组252上的信号的频率。因此，在处理器80上运行的模块的以下描述中，base信号的电压和频率被用作表示存在于初级绕组252上的信号的这些特性的输入变量。还应该理解的是，base信号的频率是存在于变压器次级绕组258上的驱动信号的频率。这就是在处理器上运行的模块能够使用base信号的频率作为表示驱动信号的频率的输入变量的原因。
第一控制回路的模块之一是频率跟踪计算器292。频率跟踪计算器292确定当前施加到机头驱动器348的驱动信号的特性。在本发明的一个形式中，频率跟踪计算器292确定流过机头驱动器344的电流io与im之比。变量im是施加到机头330的机械部件的电流的数学等效值。机头的机械部件是机头的响应于驱动信号的施加而振动的部件。这些部件包括：近端物体334；柱336；驱动器344；角状物356，包括耦合组件；和尖端360。驱动器344作为这些部件的一部分被包括，因为驱动器由于它们的振动而成为本发明的振动机械组件的一部分。套筒370通常不被认为是这些部件之一。这是因为，当套筒370振动时，套筒不是振动系统的一部分。更具体地说，套筒370可以被认为是对振动系统施加负荷的部件。
通过驱动器344的电流io是驱动器的电容co、驱动器两端的电压和驱动信号的弧度频率ω的函数。更具体地说，
io＝jωcovs(1)
驱动器两端的电压vs是驱动信号的电压。通过机头330的机械部件的电流im的等效值是施加到机头330的电流is之间的差异。因此根据以下等式确定电流im的等效值：
im＝is-jωcovs(2)
电流is和io(电流im和电压vs的等效值)被理解为是各自具有幅度分量和相位分量的向量。
频率跟踪计算器292因此作为输入接收：反馈线圈256两端所测量的vs的数字化表示，和基于线圈262上的电位的is的数字化表示。计算器292的第三输入是来自机头存储器的字段374的电容co。计算器292的第四输入是驱动信号的当前频率。基于这些变量，频率跟踪计算器292根据以下公式确定通过驱动器的电流与通过机头的机械部件的电流的等效值之比：
由计算器292输出的比被施加到基频控制器294。基频控制器294将等式(3)的比与任意f的固定值进行比较。实际上，f可以在-100和100之间。应该理解的是，这个范围是示例性的，而不是限制性的。存在许多本发明的结构，其中f在-1.0和1.0之间。如果系统旨在施加匹配机头的机械谐振的驱动信号，则f通常为零。在系统40的整个单次使用中，值f通常是恒定的。
控制器294因此执行以下评估：
通常，如果比在f的+/-0.1以内，更通常在f的+/-0.05以内，理想地在f的+/-0.01以内，则认为当前驱动频率足够接近控制器不需要调整这个频率的目标驱动频率。
如果等式(4)的评估测试错误，则控制器294生成驱动信号的新频率。这个新频率是在等式(4)的后续评估期间应该导致评估测试结果为真的频率。新频率部分基于驱动信号的当前频率。驱动信号的当前频率被理解为在频率计算过程的最后一个周期中由控制器294预先计算的驱动信号的频率。这就是在图15b中预先计算的驱动频率被显示为反馈到基频控制器294的原因。该预先计算的驱动频率也被示出为被反馈到频率跟踪计算器292。计算器292使用该预先计算值base信号频率作为输入变量ω(驱动信号的弧度频率)。
等式(1)、(2)、(3)和(4)的基础的详细分析包含在pct公开no.wo2015/021216a1/美国专利公开no.＿＿＿＿中，其内容以引用的方式明确并入本文。
使用成比例积分和微分(pid)控制回路生成驱动信号的新频率。虽然在图15b中未示出，但是pid环路的系数可以基于来自机头存储器字段388的系数。由基频控制器294生成的驱动信号的新频率被施加到基本信号生成器310。驱动频率的最小值和最大值限制基于机头存储器338中的字段382和386中的数据。
第二控制回路包括电流计算器296的等同物。电流计算器296的等同物确定机头330的机械部件的电流的等效值。这根据等式(2)计算的电流的等效值。为了区分下面讨论的电流的目标等效值，这个计算的电流等效电流被称为变量
进入基础电压控制器306的第二输入是表示机械电流的目标等效值
基础电压控制器306是生成base信号的下一个电压值的模块。基础电压控制器306首先确定电流的目标等效值
理论上，基础电压控制器306应基于诸如pid控制回路的常规控制回路生成指示base信号的新调整的电位的信号。
可以理解的是，base信号的变化速率可以进一步由诸如线性放大器115快速提升驱动信号的能力和机头驱动器344对驱动信号电压中的快速变化做出响应的能力的变量来管理。电压控制器306还被理解为基于这些变量来限制base信号的电压电平的变化。当系统40初始配置使用时，机头专用的电压步长限制变量基于从机头存储器338的字段388读取的数据。在控制台50的组装期间，控制台特定的电压步长限制变量被加载到处理器80中。
实际上，其它因素影响放大器增加施加到机头驱动器344的驱动信号的电压电平的能力。这些因素包括：存在于mosfet162和184上的电压；可以从变压器250汲取的最大电流；以及应当施加到机头驱动器344的驱动信号的最大电压。电压限制器304(在处理器80上运行的另一个控制模块)选择性地生成命令，其限制对于电压控制器306输出的base信号的命令电压电平的增加。
电压限制器304基于多个输入变量选择性地限制base信号的电压的大小以及base信号的电压的变化率。电压限制器304可以确定必须限制base信号的电压所基于的一个变量在于它将导致在变压器次级绕组258上出现的信号超过设计的最大电压。通常这个值是固定的。在本发明的一些形式中，该电压至少为1000伏特峰值，更优选为至少1250伏特峰值。在本发明的其它形式中，该电压可以变化。这个电压可以变化的主要原因是机头330的特性使得在一些操作状态下，机头可能从控制台50汲取过量的电流。
因此，在本发明的一些形式中，处理器80运行满量程电压计算器298。进入计算器298的输入是机头驱动器电容co和驱动信号的频率。再次，应该理解的是，base信号的频率被用作驱动信号的频率的替代。总而言之，这些值可以指示如果施加到机头330的驱动信号达到某个电位，则驱动器的阻抗使得它们将汲取比控制台50应该提供的更多的电流。一般而言，当驱动器具有相对低的电容并且驱动信号处于相对高的频率时，机头可以处于可能由驱动器344汲取过量电流的状态。
计算器298是第二模块，其使用预先计算的base信号的频率作为输入变量。进入计算器298的第二变量是驱动器电容co。同样，机头驱动器电容co被理解为在系统的初始化期间被加载到处理器80。作为该监测的结果，计算器298可以确定机头驱动器344正在进入驱动信号的电压的增加将导致从控制台50汲取过量电流的状态。如果计算器298确定系统30处于该状态，计算器向电压限制器304生成指示应当出现在变压器次级绕组258上的最大电压(控制台50应当输出的最大电压)的电平低于默认最大电压的指令。在本发明的一些形式中，计算器298实际上确定应允许在变压器初级绕组252上产生的最大电压。
电压限制器304还从电压控制器306接收指示在用于生成base信号的前一计算周期中确定的base信号的电压电平的数据。该电压被用作用于确定在初级绕组252两端的当前输入电压的输入变量。给定次级绕组258两端的电压相对于初级绕组的比是固定的，则也使用预先计算的base信号的电压作为推断指示次级绕组258两端的电压的变量。
施加到电压限制器304的另一个变量是可以施加到机头330的最大电压。该电压是来自机头存储器区域380的
电压限制器304还接收来自净空监测器190的测量的净空电压(即hdrm信号)作为输入变量。未示出的是向限制器304提供该电压的数字化表示的电路。施加到电压限制器304的相关变量是目标净空电压。这是净空电压不应下降低于的电压水平。目标净空电压来自处理器80上运行的另一个模块，目标净空计算器312。
基于这些变量以及限制器304执行一系列评估所花费的时间，电压限制器参与图16的评估。在第一步骤(步骤402)中，限制器304将变压器次级绕组258两端的电压与电压
步骤402的评估可以指示变压器次级绕组258两端的电压接近可施加至机头驱动器344的驱动信号的最大电压。如果这是评估的结果，则在步骤404中，电压限制器304向电压控制器306发出信号，指示控制不应该允许用于下一个base信号的计算电压超过给定量。步骤402的评估的另一个结果是施加到驱动器344的电压已经处于最大电压。如果这是步骤402的评估的结果，则在步骤404中，电压限制器304向电压控制器306生成指示控制器不能将base信号的电压增加超过当前电平的命令。
在步骤406中，电压限制器304评估被允许在变压器初级绕组252上产生的电压是否接近或等于应允许在该绕组上产生的信号的最大电压。最大绕组电压电平被理解为由满量程电压计算器298产生的最大默认最大电压或最大电压电平中的较低者。
在步骤406中，可以确定驱动信号接近最大变压器电压。如果这是评估的结果，则在步骤408中，电压限制器304向电压控制器输出控制器不应当允许base信号的电压增加超过步长量的命令。步骤406的评估的另一个结果是电压限制器304确定变压器次级绕组258两端的电压已经处于最大允许电压。如果这是步骤406的分析的结果，则在步骤408中，电压限制器304向电压控制器306输出控制器不能输出增加base信号的电压超过当前电平的命令的命令。
在步骤410中，电压限制器304评估放大器是否处于净空电压足以确保mosfet162和184将处于饱和的状态。在步骤410中，将测量的净空电压(基于hdrm信号的电压)与目标净空电压进行比较。在本发明的一些形式中，目标净空电压在2到20伏之间。最小目标净空电压通常在4到15伏之间。如果测量的净空电压低于目标净空电压，则电压限制器304执行步骤412。在步骤412中，电压限制器304向电压控制器306生成控制器应该限制base信号电平增加的大小的指令。更具体地，电压控制器306被指示控制器仅能够将base信号的电压电平增加设定的最大量。
在图16中，步骤406被示出为在步骤404之后执行。步骤410被示为在步骤408之后执行。这表示如果需要，电压限制器304可以向电压控制器306发送限制电压电平增加的多个命令，如果三个评估的任何组合指示这种限制是必要的。如果执行步骤402、406或410中的任何一个，则电压控制器306根据所接收的指令作用并且限制包含在由控制器生成的指令中的驱动信号的电压电平。
步骤402的评估经常指示要施加的驱动电压确实超过了应当施加到机头驱动器的最大电压。在步骤406的评估中，经常确定要在控制台变压器250两端产生的电压低于最大允许电压。类似地，在步骤410中，经常确定所测量的净空电压高于目标净空电压。当这些是步骤402、406和410的评估结果时，如步骤414所示，电压限制器304不向电压控制器306发出导致按照由控制器306最初计算的对base信号的电压电平进行限制的指令。当生成指示base信号的电压电平的指令时，控制器306不会从由控制器初始运行的pid计算中计算的电平中减弱电平。
在图15a、15b和15c中，来自电压控制器306的指令被示出为被施加到基础信号生成器310。如上所述，来自频率控制器294的命令也被施加到基础信号生成器310。基于这两个输入命令，基础信号发生器生成适当的base信号。具体而言，这是施加到放大器115以使得在次级绕组258上感应期望的驱动信号的base信号。
如上所述，本发明的控制台50连续地调整施加到变压器初级绕组252的中心抽头的电压。确定该调整的电平的一个输入变量是应该存在于mosfet162和184的漏极处的目标净空电压。该目标净空电压有时被称为最小净空电压，可以是固定电压。任意地，这个电压可以是10伏特。这个净空电压可以被认为是默认净空电压。由于机头驱动器344的特性和施加到驱动器的驱动信号的特性，有时候这个电压明显高于需要存在的电压，以确保mosfet162和184处于饱和状态。因此，当本发明的系统40处于一些操作状态时，确保mosfet处于饱和状态所需的最小净空电压可以是5伏或更小。
目标净空计算器312基于系统40的操作状态确定目标净空电压是否可以低于默认目标净空电压。净空计算器318的一个输入是机头驱动器电容co。描述针对base信号的预先计算的电压和频率的数据也被提供给计算器318。净空计算器318的附加输入是机头330的目标机械电流。
基于上述输入变量，目标净空计算器318确定用于系统40的当前操作状态的放大器的目标净空电压是否可以低于默认目标净空电压。当目标机械电流相对较低时，计算器318可以降低目标净空电压的电平。当驱动信号的电压相对较高时，计算器318也可以降低目标净空电压。这是因为，对于给定的目标机械电流，当驱动信号相对较高时，机头整体阻抗也很高。该阻抗可能接近最大阻抗值。该最大阻抗值主要基于驱动器电容。这意味着，在0.5秒或更短的任何短时间段期间，驱动信号电压的大幅增加不太可能导致存在于变压器初级绕组252端部的电压降低到保持mosfet处于饱和状态所需的电压以下。因此可以降低净空电压。驱动器电容不直接影响目标净空电压的电平。然而，当驱动信号频率或电容相对较高时，计算器318增加驱动信号的电压变化对确定目标净空电压的影响。
由计算器312生成的操作经状态调整的目标净空电压是提供给电压限制器304的目标净空电压。在步骤410中，限制器304将测量的净空电压与该目标净空电压进行比较。
在处理器80上运行以调整绕组中心抽头电压的另一模块是基础电压跳变计算器314。进入基础电压跳变计算器314的一个输入是刚刚计算的由基础电压控制器306生成的base信号的电压电平。进入计算器314的第二输入是在预先计算该电压时由控制器306生成的base信号的电压电平。基于这两个电压，计算器314确定初级绕组252两端的电压从当前正在施加的电压(基于前一周期电压电平的电压)到将在绕组252上存在的电压(基于最近的电压电平计算的电压)的变化。如果周期之间的电压电平增加，则由计算器314生成的值为正。如果相邻周期之间的电压电平降低，则由计算器314生成的值为负。
由计算器314生成的值被应用于净空调整器模块316。进入模块316的第二输入是所测量的净空电压，即hdrm信号。从测量的净空电压中减去来自电压跳变计算器314的电压变化的大小。由模块316输出的总和是经调整的测量净空电压。当在计算的两个连续周期之间，base信号的电压电平增加时，模块316输出小于实际测量的净空电压的经调整的测量净空电压。当在计算的两个连续周期之间，base信号的电压电平降低时，模块316输出大于实际测量的净空电压的经调整的测量净空电压。
经调整的净空电压被施加到电源控制器324。进入电源控制器324的第二输入是来自计算器312的目标净空电压。电源控制器324是反馈回路控制器。控制器324首先确定经调整的测量净空电压与目标净空电压之间的差。基于这个差和pid算法，控制器324产生power_supply_control信号。更具体地，控制器324调整power_supply_control信号，使得施加到变压器250的中心抽头的电压足够高，以确保mosfet162和184将处于饱和状态，但不会处于导致mosfet过热的程度。
由控制器324执行的pid算法基于除了经调整的测量净空电压和目标净空电压之外的两个附加变量来建立power_supply_control信号。这些变量是限制变量，其基于vamp信号的当前电压来限定vamp信号的下边界电压和上边界电压。这些限制变量由作为处理器80上运行的另一个模块的电源限制器320生成。
进入限制器320的输入是先前由电源控制器324生成的power_supply_control信号。将理解的是，power_supply_control信号的该电压电平与中心抽头电压成比例。限制器320因此使用power_supply_control信号的大小作为施加到变压器250的中心抽头电压的成比例的替代。
基于表示当前中心抽头电压的该信号，如图17所示，限制器向控制器324生成两个指令。具体地，在步骤420中，限制器计算将接下来应该由中心抽头生成的电压的最大电平。生成这个最大电压是必要的，因为对可调升压转换器88可以提高施加到中心抽头的电压的速率是有限制的。通过限制power_supply_control信号的增加速率，处理器80基本上消除了电源放大器将接收试图迫使升压转换器88超出其设计规格而操作的信号的可能性。
在本发明的许多形式中，中心抽头电压的最大变化水平在整个中心抽头电压范围内是固定的标量值。在本发明的这些形式中，在步骤420中，该电压的power_supply_control电压等效值被添加到从控制器324接收到的先前的power_supply_control电压的值。步骤422表示限制器320向控制器324发送具有power_supply_control信号的该上限的指令。
在步骤424中，电源限制器320生成中心抽头电压的最小电平。通过理解如何使用本发明的机头来理解希望限制允许中心抽头电压下降的速率的原因。在手术过程中，移动机头，使得尖端360重复地移动抵靠正在进行手术的组织并从其缩回。当尖端360被施加到组织时，尖端处于较大的机械负荷下。当尖端360从组织中缩回时，尖端经受的机械负荷迅速下降。这导致通过机头的机械部件的电流im的等效值的相似下降。控制器80被配置为保持这个电流等效值恒定。因此，当机头从组织移开时，控制器降低base信号的电压以降低驱动信号的电压vs。
驱动信号电压的这种下降意味着有可能明显地降低电源84施加到变压器250的中心抽头的电压。同样，期望保持该电压尽可能低以使通过mosfet162和184的热损失最小化。
然而，在手术过程中，机头尖端360可以在2秒或更少的时间段内保持抵靠组织，在2秒或更少的时间段内从组织缩回，然后再次施加到组织。在短时间段期间，尖端从组织中缩回，可以指示电源84，以再次显著降低施加到中心抽头的电压。如果发生此事件，则当尖端头364再次施加到组织时，系统可能处于中心抽头电压没有位于足以将存在于mosfet162和184两端的电压维持在目标净空电压以上的电平的状态。如果控制台进入该状态，如上所述，基础电压限制器304和基础电压控制器306协作以限制电压(驱动信号电压)的增加速率。这意味着当尖端头部364再次施加到组织时，在驱动信号电压上升到可以导致医生期望的尖端振动的电平之前，可能有相对较长的引导时间。
为了减少医生不得不等待尖端振动升高的发生，电源限制器320限制电源控制器324能够降低中心抽头电压的速率。具体而言，在步骤424中电源限制器计算控制器324可以产生的下一个power_supply_control信号的下限。在本发明的一些形式中，通过将固定值减去控制器转发给限制器320的先前的power_supply_control信号的值来执行步骤424。
在本发明的许多形式中，power_supply_control信号的电平的最大允许减小的该固定值小于power_supply_c0ntrol信号的电平的最大允许增大的固定值。这是因为对于施加到尖端的负荷的增加的快速响应比限制通过mosfet162和184的热损耗更有利。
在步骤426中，电源限制器304向电源控制器306发送指示允许控制器输出的power_supply_control信号的最小电平的指令。
由电源限制器304生成的电压限制用作由电源控制器320执行的pid算法的输出范围限制变量。这确保了随后施加到升压电路的所计算的power_supply_control信号不会导致在给定信号的当前状态的情况下输出在该信号的电压范围之外的vamp信号。
电源控制器324还确保输出power_supply_control信号不会使在控制台50的操作范围之外的vamp信号出现在初级绕组252的中心抽头处。具体而言，不允许power_supply_control信号下降到可能导致中心抽头电压在最小电压电平之前下降的水平之下。通常这个最小电压电平在10到50伏之间。类似地，如果需要的话，控制器320限制power_supply_control信号以防止电源将高于设计极限的电压施加到中心抽头。通常，这个电压在100到500伏特之间。更经常地，这个电压的极限在200到400伏之间。在本发明的一个形式中，该电压是250伏。
本发明的系统40被配置为通过将尖端360附接到机头330来使用。机头电缆326被附接到控制台50。当首先致动控制台50时，处理器80通过存储器读取器78读取在机头存储器338中的数据。将机头存储器338中的数据读入处理器80基本上完成了准备使用系统40的过程。
医生通过设定滑动开关56的位置或以其它方式通过显示器82输入适当的命令来设定尖端头部364振动的振幅。
医生通过压下脚踏板54或等同的控制构件来致动机头。响应于处理器80接收到如此致动机头330、振动尖端360的命令，控制台生成使电源84向变压器初级绕组252的中心抽头输出电压的指令。为了理解本发明，这些指令包括向升压转换器88输出初始power_supply_control信号。处理器80还输出使ac信号在变压器初级绕组252上出现的指令。为了理解本发明，这些指令包括输出base信号。
响应于出现在变压器初级绕组252上的ac信号，在次级绕组258上感应信号。次级绕组上的信号是驱动信号。驱动信号通过电缆326从控制台50输出到机头驱动器338。将驱动信号施加到驱动器338导致驱动器的振动。驱动器的振动通过角状物356和尖杆362传递到头部364，从而导致头部所需的振动。
在机头致动期间，power_supply_control信号和与vamp信号成比例的信号被施加到dc/dc控制器90。基于这些信号的状态，dc/dc控制器90选择性地选通mosfet112。选通mosfet112以使控制器90将处于由power_supply_control信号指定的电压的vamp信号输出到变压器中心抽头。
当致动机头330时，将与存在于变压器初级绕组252的相对端处的信号成比例的信号提供给差分放大器118(更确切地说，放大器240)的相反输入端。这些信号被理解为彼此异相。放大器240和相关联的部件因此将信号之间的差的减弱形式输出到加法放大器122。
来自放大器240的输出信号和base信号在被施加到加法放大器122的反相输入端之前被组合。理想地，这两个信号是180°异相的。实际上，信号不是异相的。加法放大器122因此基于两个输入信号之间的差产生ac信号。在本发明的许多形式中，该信号是两个信号之间的差的放大形式。这个信号是经反馈调整的base信号。整流器和分流器138将经反馈调整的base信号分成其正负分量。
经反馈调整的base信号的负分量是进入反相压控电流源156的输入信号。基于该信号的电压，电流源156选择性地导通和关断mosfet162。经反馈调整的base信号的正分量是进入非反相压控电流源174的输入信号。基于该信号的电压，电流源174选择性地导通和关断mosfet184。由于将偏置电压施加到电流源156和174，所以永远不会有mosfet162和184完全关断的时间。这意味着，当初级绕组电压在正负状态之间转换时，该电位的变化速率基本上没有中断或不连续。通过扩展，这确保了在变压器次级绕组258上感应的驱动信号没有任何异常的弯曲。换句话说，驱动信号的形状基本上是正弦曲线。将这个正弦驱动信号施加到机头驱动器344确保驱动器以均匀的有规律的速率收缩和扩张。
此外，控制台50被构造为使得允许在变压器初级绕组252上产生的电位的控制基于两个输入。第一个输入是base信号，该信号设定在绕组252上应该产生的电位的目标。第二个输入是反馈信号，即绕组252上的实际电位。本发明的这个特征确保了，base信号的电压变化以合理的精确度导致初级绕组252两端的电压的基本上线性的对应变化。这进而导致在次级绕组258上感应的并作为驱动信号被施加到机头的信号具有相对理想的特性。此处，相对理想的特性是使得当驱动信号被施加到驱动器344时导致外科医生所期望的执行该过程的尖端头部364的振动模式的特性。
电感器187降低mosfet162和184中的每一个两端的电压以及通过mosfet162和184中的每一个的电流流动异相的程度。在相对较高的每个mosfet162或194两端的电压或者通过每个mosfet162或194的电流流动期间，与mosfet两端的较低电压或者通过mosfet的较低电流时相比，mosfet生成可观的热量。通过调节这些电压和电流，存在mosfet162或184两端的电压和通过mosfet162或184的电流都相对较低的时间段。这用于在这些时间段期间减少由mosfet162或184生成的热量。该mosfet生成的热量的减少了由本发明的控制台生成的总热量。
频率跟踪计算器292和基础频率控制器294监测并且在必要时调整处理器80输出的base信号的频率。这确保了当尖端360所经受的机械负荷改变时，驱动信号的频率相对于机头谐振频率保持适当的关系，以促进尖端头部364的期望的振动。
基础电压控制器306在必要时调整base信号的电压。执行该调整以确保当尖端头部364的负荷改变时，尖端头部364继续具有医生所期望的振幅的振动以便完成该过程。
基本电压限制器304基本上消除了base信号的电压的增加可能导致使mosfet162和184脱离饱和的在变压器初级绕组两端出现的电压的可能性。这导致类似的基本上消除了当必须快速增加驱动信号时，由于mosfet脱离饱和，驱动信号将被限幅的可能性。如果允许发生这种驱动信号的限幅，则驱动器和尖端可以从正在经历的有规律的膨胀和收缩转变为不太周期性的运动。这种削波也可能引起尖端不期望的振动模式。
处理器80上的其它模块调节施加到变压器初级绕组252的中心抽头的信号的电压。电压跳变计算器314和净空调整器316共同提供作为这个电压的期待测量的净空电压的调整值。通过期待测量，如果施加到变压器中心抽头的电压没有变化并且在初级绕组252两端的电压差存在变化，则可以理解为该测量值。这给出了电源控制器324在预测变压器绕组252两端的电压变化的情况下调整中心抽头电压的能力。
当系统40处于驱动信号的电压增加的状态时，该特征使得当有驱动电压会增加的指示时，中间抽头电压开始升高。这降低了由于驱动信号电压的快速增加而导致的步骤390的评估将测试为肯定的可能性。同样，当在步骤390中看起来测量的净空电压下降到目标净空电压以下时，处理器将减慢驱动电压升高的速率。
当系统40处于驱动信号的电压降低的状态时，本发明的这个特征促进了中心抽头电压的降低。这减小了mosfet162和184两端的电压降，从而降低了通过mosfet的热损耗。
本发明的另一特征在于，当驱动信号的电压降低时，电源限制器320仅允许变压器中心抽头电压以相对缓慢的速率降低。此处，电压降低的这个速率相比于电源电压限制器304允许变压器中心抽头电压增加而被理解为相对较慢。本发明系统40的这个特征在尖端头部260朝向和远离经受移除过程的组织的来回移动的过程期间是有用的。在尖端向组织移动时，在机头330的这种使用阶段期间，本发明的这个特征确保了由于中心抽头电压不明显下降，存在足够的净空电压以允许驱动信号电压的快速上升。允许驱动信号电压的这种快速上升意味着减少了当尖端364初始压靠组织时发生的能量损耗。
当本发明的系统40处于某些存在状态时，目标净空电压计算器312将目标净空电压从该电压的默认电平降低。这允许控制台在系统40处于这些状态时将中心抽头电压降低到当目标净空电压处于默认电平时必须保持的电压。本发明的这个特征进一步降低了必须在mosfet162和184两端保持的电压的电平以及将这个电压保持在高电平的不期望的效果。
此外，本发明的线性放大器115能够在相对宽的频率上以很小的失真来放大base信号。在本发明的许多形式中，控制台能够输出15khz和45khz之间的驱动信号。在本发明的更优选形式中，控制台能够输出在10khz和100khz之间没有或有可接受的失真水平的驱动信号。因此，本发明的系统非常适合于驱动施加有多个分量的驱动信号的超声波机头。更具体地说，本发明的控制台可以用于产生驱动信号，其中信号的各个分量在频率上相差2000hz或更多。
以上描述涉及本发明的系统40的特定实施例。
本发明的替代形式是可能的。例如，不要求每个上述特征都被包括在本发明系统的每个形式中。因此，在本发明的范围内，提供具有a类放大器、b类放大器、ab类放大器或这些放大器的变体以及向变压器初级绕组的中心抽头提供固定电压的电源的控制台。因此，本发明的系统可以包括一个或两个a类放大器或一个或两个b类放大器。
在控制台监测净空电压并且基于净空电压来调整中心抽头电压的本发明的形式中，并非所公开的系统的所有特征都可以存在。因此，在系统的替代形式中，在与目标净空电压进行比较之前，可以不基于绕组电压的期待变化来调节所监测的净空电压。在本发明的一些形式中，目标净空电压可以是固定值。
类似地，控制台50的一些形式可以被构造为使得不需要提供如降低处理器80允许在初级绕组252两端出现的最大电压的满量程电压计算器298那样的模块。
本发明的特征的结构可以类似地从所描述的改变。双极晶体管可以替代mosfet中的一个或多个。然而，考虑到在变压器初级绕组252的端部处可能存在超过150伏峰值的电压，认为mosfet是用于选择性地将绕组接地或有效地开路的有源电阻器的优选形式。放大器、整流器和分流器、电流源和将vamp信号提供给变压器中心抽头的电源可以具有与已经描述的结构不同的结构。
在所描述的本发明的形式中，净空监测器190被配置为监测mosfet162和184中的每一个的漏极与地之间存在的电压。在本发明的替代形式中，净空监测器可以被构造为监测mosfet162和184两端的漏源电压。在其中双极晶体管用作有源电阻器的本发明的形式中，这种类型的净空监测器将监测晶体管两端的集电极发射极电压。
现在参照图18来描述一个这样的净空电压监测电路。该电路代替了参照图6a描述的能够监测净空电压的电路。图6a的电路的一些部件被包括在图18的电路中。为了避免在本文中的冗余，现在仅最低限度地描述先前描述的部件。输入。在图18的电路中，与图6a的电路类似，二极管196和198的阳极连接到放大器212的非反相输入端。二极管196和198的阳极通过电阻器204连接到放大器212。参考电压vref通过电阻器452施加到放大器212的反相输入端。在本发明的一些形式中，电压vref是在15和30vdc之间的恒定电压。未示出并且不是本发明的一部分的是生成电压vref的控制台50内部的电路。电容器454连接在其上存在vref的轨和二极管196和198与电阻器204之间的接合点之间。电阻器456并联连接在电容器454两端。
二极管458和电阻器460并联连接在放大器212的反相输入端和放大器的输出端之间。更具体地说，二极管458的阳极连接到放大器212的反相输入端；阴极连接到放大器和电阻器214的接合点。
图18的电路还接收存在于mosfet162和184的源极处的电压作为输入。这些电压中的每一个被施加到充当整流器的统一增益放大器电路。存在于mosfet162的源极处的信号被施加到的放大器电路包括放大器464。存在于mosfet162的源极处的信号被施加到放大器464的非反相输入端。未标识出电压通过其被施加到放大器464的非反相输入端的电阻器或连接在该输入端和地之间的电容器。二极管466的阳极连接到放大器464的反相输入端。二极管466的阴极连接到放大器464的输出端。存在于放大器464的输出端的信号通过电阻器468施加到二极管470的阳极。
mosfet184的源极连接到应用了mosfet162的源极的相同类型的整流器。
存在于二极管470的阴极的信号都被施加到放大器480的非反相输入端。电容器472连接在二极管470的接合点和放大器480的输入端之间。电阻器474并联连接在电容器472两端。存在于放大器480的输出端的信号被施加回放大器的反相输入端。存在于放大器480的输出端的信号通过单独的电阻器462施加到每个放大器464的反相输入端。
存在于放大器480的输出端的信号通过电阻器482施加到放大器230的反相输入端。因此，放大器230的非反相输入端中的输入是存在于mosfet162和184的漏极处的两个电压中较低的一个。放大器230的反相输入端中的输入是存在于mosfet162和184的源极处的两个峰值电压中较高的一个。放大器230的输出是这些漏极电压中的最小一个与这些源极电压中较高的一个之间的差。这是由图18的电路在电阻器231和电容器236的接合点以及headroom电压下输出的信号。
在本发明的一些形式中，放大器的各个子电路的信号增益可以低于或高于所描述的。
用于监测净空电压的替代组件也是可能的。在所描述的系统中，模拟电路产生hdrm信号。在本发明的其它形式中，模拟电路可以包括替代跨电容器192设置的电阻器的fet。每个控制回路循环导通电容器一次以对电容器192放电。这将增大净空监测电路对在晶体管处测量的电压的变化的响应速率。可以采用其它手段来提供施加到放大器230的反相输入端的参考电压。因此，电压可以从数模转换器提供。在本发明的可能期望改变参考电压的电位的形式中，这是有用的。在本发明的其它形式中，开关晶体管的集电极的排出被数字化并被应用于处理器80。在处理器上运行的模块评估这些电压测量，并且基于评估产生hdrm信号。
类似地，在控制台处理器80上运行的控制过程、控制模块可以与已经描述的不同地操作。
本发明不限于其中使用基于等式(1)至(3)的等式来确定驱动信号的电压和频率的超声波工具系统。本发明的其它形式可以不依赖于基于测量的测量电压、驱动信号频率、机械电流的等效值中的任何一个的比较来确定驱动信号的电压和频率。
例如，在本发明的一些形式中，默认目标净空电压可以是最低可能的目标净空电压。在本发明的这些形式中，基于系统的操作状态，净空电压计算器选择性地将净空电压增加到高于默认值的电平。本发明的这种结构可以进一步降低mosfet162和184两端的电压降超过保持晶体管162和184处于饱和状态所需的电压降的程度。
在本发明的一些形式中，净空调整器简单地包括将固定值添加到测量的净空的模块。已经确认了，该形式的系统可以导致中心抽头电压有时超过保持mosfet162和184所需的电压。本发明的这个形式的好处在于它减少了生成调整的测量净空的值所需的时间。
在本发明的一些形式中，电源限制器320通过将vamp信号的当前电压乘以固定系数来输出用于power_supply_control信号的下一次调整的电压限制。在本发明的另一个形式中，电源限制器320或电源控制器324中的一个或两个被配置为防止控制器324在降低驱动信号的电压之后立即降低施加到变压器中心抽头。例如，在本发明的一些形式中，控制台50被构造为防止该信号的电压降低，直到从控制台开始降低驱动信号起经过1到5秒的时间段为止。这种布置的好处是，在将尖端头部364重新施加到骨骼的过程阶段期间，中心抽头电压将明确处于允许处理器快速增加驱动信号的电压的电压。
在本发明的一些形式中，电源控制器324在主pid控制算法中可以不使用电源限制器320输出的电压限制来计算power_supply_control信号的下一个值。相反，在本发明的这些形式中，电源控制器324将初始计算的power_supply_control信号与电压限制进行比较。如果该初始power_supply_control信号在电压限制内，则初始计算的power_supply_control信号是输出到升压转换器88的power_supply_control。如果初始计算的power_supply_control信号超出电压限制，则可能发生两个可能事件之一。在本发明的一些形式中，将最接近的电压限制作为power_supply_control信号输出。
在本发明的其它形式中，电源控制器324重新执行pid控制算法。在pid控制算法的这个执行时，电压限制被用作目标净空电压。本发明的这个形式的益处在于pid算法的每个单独的执行不包括限制power_supply_contol信号的步骤。然而应该理解的是，如果有必要对power_supply_control信号进行电压限制，则执行pid算法的两次执行。第一次执行产生初始power_supply_control信号，该信号指示中心抽头电压将落在由电源电压限制器320限定的限制之外。算法的第二次执行产生power_supply_control信号，其将导致升压电压在限定的电压限制内。
因此应该认识到，在处理器80上运行的所有公开的软件模块可以不存在或可以以不同的形式存在。例如，可以存在通过用作有源电阻器的晶体管(在本发明的公开的形式中的mosfet162和184)的热损失不是重要的关注点的本发明的构造。在本发明的这些形式以及本发明的其它形式中，中心抽头电压可以保持恒定。替代地，当施加到中心抽头电压的电压可以变化时，电压可以被设置为具有相对高的最小电压电平，25伏的最小电压或可能的50伏或更大的最小电压。在本发明的这些形式中，电压存在于总是处于饱和状态的晶体管的漏极或集电极处。这将消除电压限制器304限制base信号的电压电平的增加以确保放大器处于该状态的需要。这可能使得不需要存在上述的电源限制器。
在中心抽头电压恒定的本发明的形式中，产生该电压的电源可以不是可变电源。这将消除提供用于设置由该电源产生的信号的dc电压的软件的需要。
此处出于本发明的目的，可以理解施加到变压器初级绕组252的中心抽头的dc电压是高于地的电压。如果对于与本发明不相关的一些设计考虑，电压电平以恒定的频率变化，该电压甚至可以被认为是恒定的。
在其中调节中心抽头电压以确保适当的净空电压的本发明的一些形式中，可能不包括产生净空电压的测量的电路。在本发明的这些形式中，根据驱动信号电压和/或驱动信号电流来计算净空电压的虚拟值。
在本发明的一些形式中，附接到变压器次级绕组的电阻器两端的电压提供驱动信号电压或驱动信号电流中的至少一个所基于的信号。
本发明也不限于其中升压转换器用作可变dc电压电源的放大器。一种替代电源是降压转换器。
可能存在不包括所描述的控制台50的所有发明特征的替代控制台。因此，本发明的一些控制台可以包括本发明的线性放大器，并且不包括任何所描述的净空电压测量电路。类似地，可能存在本发明的形式，其中，可能期望使用本发明的净空电压测量电路之一而没有所描述的线性放大器。
有可能提供本发明的放大器，其中放大器不是压控电压源，而是压控电流源。在本发明的这些形式中，通常不需要提供用于调节施加到变压器初级绕组的信号的电压的反馈回路。
同样应该理解的是，本发明的控制台50可以用于向除包括除超声波驱动器以外的功率生成单元的机头以外的手术工具提供ac驱动信号。例如，控制台可用于提供ac驱动信号，其中功率生成单元是响应于驱动信号的施加而发射除超声波能量之外的光(光子能量)或某种形式的机械能的子组件。替代地，功率生成单元可以是将作为rf能量的形式的驱动信号施加到施加有电极的组织的电极。在这种类型的过程中，电能被施加到组织以便将电能转化为热量。这种热量的施加在组织上引起所期望的治疗效果。通常这种治疗效果是组织的消融。
此外，本发明的变压器和相关联的线性放大器可以具有用于生成驱动信号的应用，该驱动信号被用于向用于执行与药物或手术相关联的任务以外的任务的设备供电。
因此，所附权利要求的目的是涵盖在本发明的真实精神和范围内的所有这些变化和修改。
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