专利名称：行为模型生成的制作方法
技术领域：
本发明涉及生成器件模型的方法。
背景技术：
宽带微波系统和用于现代仪器应用的模块的设计提出了重大挑战。典型的微波系统包含若干个有源集成电路(IC)组件以及无源元件，这两者在实际中可以是分布式的。这种系统经常过于复杂而无法完全仿真在晶体管描述级别下的非线性行为。然而，如果设计是用非线性模块或IC的行为模型在更高级别的抽象下进行的，则完全系统仿真是实际可行的。这些行为模型必须描述IC的依赖于频率的非线性行为，并且必须正确描述谐波传播和系统的调制间失真，以使设计者能够满足严格的规范，同时要足够简单以允许进行快速的仿真。
因此，希望从自动化大信号向量网络测量结果和详细电路级别模型的自动化仿真与分析中生成扩展的非线性频域行为模型。这种“黑盒”行为模型应当不要求关于非线性组件的电路配置或器件物理结构的先验知识。
发明内容
根据本发明的实施例，生成了器件模型。以具有中心频率的大振幅信号激励器件的输入端口。以小振幅信号音调(tone)扰动器件的第一端口。小振幅信号音调的频率略微偏移中心频率的谐波。获得来自器件的结果信号的谱分量频率以确定器件的模型系数。至少某些谱分量频率发生在略微偏移中心频率的谐波的频率处。
图1示出了根据本发明另一个实施例用于测试待测器件(DUT)以提取生成扩展的非线性频域行为模型所必需的信息的测试配置的简化框图。
图2示出了根据本发明另一个实施例用于用来提取生成扩展的非线性频域行为模型所必需的信息的仿真的测试配置。
具体实施例方式
图1示出了用于测试待测器件(DUT)15以提取生成扩展的非线性频域行为模型所必需的信息的测试配置的简化框图。大振幅信号源11经由组合器13和偏置电源14向DUT 15的端口1提供大振幅信号音调。例如，组合器13是宽带威尔金森(Wilkinson)组合器。小振幅信号源16经由开关17向DUT 15的端口1，以及/或者经由开关17、10dB放大器18和偏置电源19向DUT 15的端口2提供小振幅信号音调。小振幅信号音调相对于大振幅信号音调来说具有小振幅。向量非线性网络分析仪(VNNA)20执行自动大信号向量网络测量，其利用耦合器21执行对信道1的测量，利用耦合器22执行对信道2的测量，利用耦合器23执行对信道3的测量，利用耦合器24执行对信道4的测量。例如，VNNA 20是50GHz向量非线性网络分析仪。测量可以例如使用VNNA 20的窄带调制模式来执行。
例如，在大振幅信号源11向DUT 15的端口1提供恒定的大振幅信号音调的同时，小振幅信号源16在向每个端口施加小振幅信号音调时改变小振幅信号音调的频率。例如，在每个端口，小振幅信号音调被分别表示为大振幅信号音调的每个谐波。例如，对大振幅信号音调的每个谐波执行该操作，直到达到小振幅信号源16和/或VNNA 20的带宽的期望模型或限制所需的最大数。
VNNA 20执行测量以生成用来描述在大信号操作条件下DUT 15的行为的参数。这些参数可以例如由“S”和“T”系数来表示。
例如，S和T参数被用来根据下面的方程1对DUT 15的操作建模方程1Bpk(|A11|,f)=ΣqΣl=1...,MSpq,kl(|A11|,f)·Pk-l·Aql+ΣqΣl=1...,MTpq,kl(|A11|,f)·Pk+l·Aql*]]>方程1给出了由频域方程限定的多谐波失真(PHD)行为模型，该频域方程将每个端口p及谐波索引k处的复发射和散射波与在每个谐波每个端口处的入射波项的线性组合相关联，并且独立地与入射波和其谐波的复共轭相关联。出现入射波中的复共轭项这一事实是输入大振幅信号音调对输出谐波谱的雅可比(Jacobian)谱映射的非解析性的必然结果，其代表在没有小振幅信号音调干扰的情况下由单个大振幅信号音调建立的随时间变化的操作点周围的线性化。该和覆盖了所有的端口索引q和谐波索引1。项|A11|代表大振幅信号音调的振幅。项f代表大振幅信号音调的基频。项Bpk代表在端口p在谐波k处的DUT 15的输出。项Aq1代表在端口q在谐波1处的DUT 15的输入。项A*q1代表在端口q在谐波1处的DUT15的输入的复数分量。
在方程1中，直流(DC)被排除在外，所以1谐波上的和在基频处开始。可以扩展方程1以包括DC项，这种情况下和从索引0开始。
在方程1中，“P”是与S和T系数上的仅仅振幅相关性一道的纯相位，是单个、大的、输入音调激励和下层系统的假定时间不变性的必然结果。例如，“P”可以进一步表示为下面的方程2方程2P＝exp(jArg(A11))通过相加除了方程1中的谐波之外的基础分量(1＝1)引入的冗余要求强加下面的方程3给出的附加约束方程3Tp1，k1＝0在方程1中，系数S和T示为依赖于|A11|和f。当为了简化丢弃该依赖性，并且使用相位乘来提供归一化量时，方程1可以表示为下面的方程4方程4bpk=ΣqΣl=1...,MSpq,kl·aql+ΣqΣl=1...,MTpq,klaql*]]>方程1、2和3给出的模型结构使得从原理上，可以直接从三个测量结果中提取每个端口在每个谐波处的S和T系数。这些测量结果是在每个端口在每个谐波频率处对没有小振幅信号音调的干扰下的大振幅信号音调的响应；以及对由具有相对于大振幅信号音调基频的两个不同相对相位的小振幅信号音调干扰的大振幅信号音调的响应。
例如，对于大振幅信号音调的每个功率水平，在每个端口每个谐波处小振幅信号音调被单独施加。如果测量系统无法控制小振幅信号音调相对于基础的大振幅信号音调的相位，则测量结果是利用若干个随机化的相位得到的，并且可以通过回归分析提取S和T系数。
利用基于不同相对相位的测量结果来提取每个端口每个谐波处的S和T系数可能需要许多测量结果。一般来说，获取在若干个相对于大振幅信号音调的不同相位处的测量结果可以将所需测量结果数乘上从2到10的因子。而且，以这种方式生成S和T系数会限制动态范围，因此会限制模型可以被识别的数值精度。所产生的测量和仿真数据除了包含所期望的数据以外，还包含混在内的虚假非线性响应数据。这不仅增大了包含数据的文件的大小，还妨碍了非线性模型的直接解。相比于其它所要求的情况，其要求进行更复杂的回归分析以从该非理想响应数据中识别模型。用在回归分析中的用来生成详细模型的虚拟激励的多音调谐波平衡仿真可以导致比所期望的更长的仿真时间和存储器使用。
或者，如果小振幅信号音调不是恰好在大振幅信号音调的每个谐波上生成的，而是在略微偏移大振幅信号音调的谐波的频率处生成的，则可以利用单个仿真提取每个端口在每个谐波处的S和T系数。这在下面会更详细的描述。
对于DUT 15的单个端口，作为时间函数的输出波b(t)也是输入波b(a(t))的非线性函数，如下面的方程5所给出的方程5b(t)＝b(a(t))在方程5中，输出信号被认为是实信号并且非线性特性是代数的。这个限制不是必需的，但是得到了导出结果的更简化方式。
现在考虑加到a(t)上的扰动信号(即，小振幅信号音调)。响应在下面的方程6中给出方程6
b(t)＝b(a(t))+Δa(t))假定干扰很小，则方程6可以用泰勒(Taylor)级数展开，并且只保留一阶项，如下面的方程7中给出的方程7b(t)≈b0(t)+Δb(t)=b(a(t))+∂b(a(t))∂a·Δa(t)]]>在方程7中，b0(t)＝b(a(t))。
线性响应由下面的方程8给出方程8Δb(t)=∂b(a(t))∂a·Δa(t)]]>假定b(t)和a(t)是周期性的，则可以用傅立叶(Fourier)级数来展开方程8中给出的比率。a(t)的基频是f0＝ω0/2π。也可以假定扰动信号(即，小振幅信号音调)Δa(t)是周期等于2π/Ω的周期性信号。结果在下面的方程9中示出方程9∂b(a(t))∂a=ΛDC+Σn=1∞(Λnejnω0tΛn*e-jnω0t)]]>Δa(t)＝ejωt+*e-jωt在方程9中，是具有小振幅的复数。与方程1中描述的DUT 15的PHD模型操作不同的是，方程9表明有两个周期性信号，一个大，一个小，其基础周期不相关。这是更为一般化的系统。将方程9中的值代入方程8中并执行乘法操作得到下面的方程10方程10Δb(t)=ΛDC∂ejΩt+ΛDC∂*e-jΩt+Σn=1∞Λn∂ej(Ω+nω0)t+Λn*∂e-j(Ω+nω0)t+Λn∂*ej(nω0-Ω)t+Λn*∂*e-j(nω0+Ω)t]]>当小振幅信号音调的频率非常接近大振幅信号音调的基频的谐波(整数倍)时，Ω＝mω0+ε，其中ε是正无穷小量。由于频率偏移，Ω被称为频率mω0处的上边带刺激。
为了捡出在频域中谐波频率lω0(l是非负整数，l＝1，2，3…)处的响应的复数波谱分量Δb(t)，将贡献量(contribution)划分为单独正比于和*的项。为了简化，假定没有DC分量。对于方程10的右手侧的第三和第四项，正比于的贡献量在l-m≥1时是Al-m，在l-m≤-1时是Am-l。对于方程10的右手侧的第五和第六项，正比于*的贡献量在l+m≥1时是Al+m，在l+m≤-1时是A-(m+l)。从而，响应于第m阶谐波处的扰动在第1阶谐波处的线性响应Δblm在下面的方程11中给出方程11Δblm＝Slm+Tlm*在方程11中，系数“S”根据上述传导(conductance)的谐波级数给出。这允许S和T系数函数的行为与原始非线性特性的Volterra表达相关。
当方程11与方程4相比时，可以看出PHD模型的系数可以清楚地用方程9的“传导”非线性特性的傅立叶级数来计算。跟踪ε项，可以看出S系数是上边带处的响应，而在相同索引处的T系数是下边带响应。
更一般地，从基本混频器的原理来看，如果由两个音调(分别在(角)频率ω0和ω1处)的和组成的信号经过非线性器件，则响应的分立频率落在满足下面的方程12的频率ωmix处方程12ωmix＝Nω0+Mω1在方程12中，N和M是与混合项的阶有关的整数，并且ωmix≥0(为了防止双重计数)。
在本发明的实施例中，假定小振幅信号音调的振幅与大振幅信号音调的振幅相比总是较小。这等同于限制M＝±1。
小振幅信号音调频率ω1被设为ω1＝mω0+ε。对于ε＝0，获得了经典方法中的谐波相关实验的退化情形。这对应于大振幅信号音调的基频的第m阶谐波处的小音调。将ε考虑为正无穷小量允许跟踪来自不同起源的对输出谱中的相同频率有贡献的两个不同项。
作为示例，考虑大振幅信号音调的频率ω0＝3GHz的示例。如果m＝2，则小振幅信号音调的频率ω1＝6GHz+ε。谱响应的测量结果在下面的表1中给出
表1
在表1中，第一列指示正比于小振幅信号音调振幅的线性输出的谱分量频率。第二列是对该行中指定的频率分量有贡献的大音调的阶(N)。负号指示负频率分量。第三列指示小音调的阶(M)。如上所述，只考虑M＝±1的项。第四列指示对该频率的贡献是在下边带还是在上边带。这由是加上ε还是减去ε以获得谱分量频率来确定。这也可以基于M是正数还是负数来确定。第五列指示对于每行可以由在谱的列频率处采取的测量所确定的模型系数。
从表1中可见，在频率＝0处只有一个贡献量。这是上边带。对于下一组频率(从3GHz到18GHz)有两个贡献量，其顺序都是首先下边带，然后上边带。这是从大音调和小音调的阶的两个不同贡献量得出的，其可以组合以给出这些频率中每一个处的项。例如，在9GHz处，来自频率3GHz的大振幅信号音调的第5阶贡献量与频率6GHz的小振幅信号音调的负频率分量组合，以给出5*3GHz+2*3GHz*(-1)＝9GHz处的分量。上边带来自于音调1中第一阶项与音调2的正数项的组合，这是因为1*3GHz+1*2*3GHz＝9GHz。没有其他的可能组合是以9GHz结束的。
取决于所需的精确度，可以在大振幅信号音调频率的更高谐波处采取附加的测量。当采取来自DUT 15的测量结果时，如果边带音调的振幅大到足以进行测量，并且小振幅信号音调频率中的偏移ε并不足以小到能够独立分解出上边带和下边带，则可以在大振幅信号音调的每个谐波频率处检测到上边带和下边带。
对于足够高的阶，替代边带的模式将持续。根据下面的关于归一化量的方程13来提取S和T系数方程13Slm=Δbml+∂‾]]>Tlm=Δbml-∂*‾]]>在方程13中，“+”和“-”符号分别指示响应于由较小振幅信号音调在较大振幅信号音调基频的谐波m处的扰动，对于较大振幅信号音调的每个谐波1处的上边带和下边带。
在表1的第一列中，存在所有频率的这样一个子集，在该子集处，存在非线性DUT 15对第m阶(该示例中m＝2)谐波处的组合大振幅信号音调和小振幅信号音调的响应。该子集对应于这样的频率，在这些频率处，响应正比于小振幅信号音调的振幅。这代表了具有一个大振幅信号音调和一个小振幅信号音调的系统的全输出谱与只具有单个大振幅信号音调而没有加上小振幅信号音调的系统的输出之间的差别。对于进行测量的每个值m都存在诸如表1的表。当进行DUT 15的测量时，ε不是0，但是与大振幅信号音调的频率相比非常小。
在器件仿真期间可以使用相同的混频器分析。图2图示了测试待测器件(DUT)的仿真器设备。在第一设备部分31中，DUT被DC阻隔电容器(blocking capacitor)和50Ω电阻器隔离。输入端口信号源向DUT提供信号。“V＝polar(a11，0)”表明具有振幅a11的大振幅信号音调。“Freq＝f”表明大振幅信号音调的基频。“V_USB＝1”指示小振幅信号音调被放置在该端口处。
在第二设备部分32中，DUT也被DC阻隔电容器和50Ω电阻器隔离。输入端口信号源向DUT提供信号。“V＝polar(a11，0)”表明具有振幅a11的大振幅信号音调。“Freq＝f”表明大振幅信号音调的基频。“V_USB＝”指示没有小振幅信号音调被放置在该端口处。输出端口信号源也向DUT提供信号。“V＝polar(0，0)”指示没有大振幅信号音调被放置在输出端口处。“V_USB＝1”指示小振幅信号音调被放置在该端口处。
对于采用小信号混频器(SM)分析(ss_freq＝是)并且谐波平衡计算的阶数被设为等于8的情形，下面的表2给出了说明示例性仿真的性能的伪代码表2Sweep a11from 0.01 Volts(V)to 1VStep f from 3GHz to 7GHz，step＝1GHzPerform a harmonic Balance Simulation at a11and fStep SASTF from f+ε to 5f+ε，step＝fEvaluate small-signal mixer output at a11，f andSSATFEnd LoopEnd LoopEnd在表2中，SASTF代表小振幅信号音调频率。下面的表3给出了在f＝3GHz且SASTF＝6GHz+ε时，a11处的小信号混频器输出的估计的谱响应。在表3中，以频率增大的顺序列出了谱响应。
表3
从表3中可见，在21GHz、24GHz、27GHz和30GHz处只有上边带。这是因为为了使下边带存在，其必须对应于下面的方程14的解，例如对于21GHz的情形。
方程1421GHz＝n·3GHz-2·3Ghz在方程14中，n＝9，这超过了谐波平衡计算的阶数(被设为等于8)，从而在仿真中未计算下边带。如果需要附加的下边带，则可以增大谐波平衡计算的阶。
当利用可以从安捷伦公司获得的高级设计系统(ADS)软件执行仿真时，可以使用小信号混频器(SM)分析作为激励。该方法的一个优点是仿真更快，这是因为仅对单个大振幅信号音调进行谐波平衡分析，而不进行两音调分析。另一个优点是SM分析精确(在数值精度上)得到大振幅信号驱动下的系统对谐波处的扰动的线性响应。两音调谐波平衡分析，即使对小的那个音调，也会产生许多额外的混频项，这增大了数据集的大小，并且需要更复杂的回归分析来识别模型。
仿真是通过在每个端口处单独将小信号偏移频率从0加ε逐步增加到基础大音调的某个上倍数加ε来建立的。对于这些条件中的每一个，对于要使用模型的每个功率水平和基频执行SM分析。分析结果正好(对于每个基频)是表3中所示的数据集。对于该范围中ε的任何值的结果通常等同于五个有效数位。
例如，当利用ADS软件执行仿真时，仿真数据被导出为通用仪器传输和交换文件(Citifile)格式。数学脚本从仿真读取Citifile格式的数据，并且直接提取每个基频每个功率水平处的S和T系数。最终，对于所有索引的组合，每个功率和频率处的S和T的值被写入到另一个Citifile，其被使用ADS中的模型的频率定义器件(FDD)实现方式的仿真器用上述方程1读取并插值。
或者，设置ε＝0给出了与表3中相同的信息，但是行的顺序可能不相同。通过指定N(Mix1)或M(Mix2)的值，可以如上所述的选择上边带和下边带。
在方程1表示的DUT 15的操作模型中，DUT 15例如代表放大器，并且被单个大振幅信号音调和多个小振幅信号音调激励以获得S和T系数。当DUT 15代表混频器时，可以修改模型，例如包括与从单个大振幅信号音调的基频偏移任意量的频率相对应的项的总和(或积分)。这与放大器情形不同，其中模型的项以大振幅信号音调的基频的谐波进行索引。为了获得S和T系数，在偏移大振幅信号音调的多个频率处引入小振幅信号音调，并且在每个偏移频率处记录所得到的上边带和下边带。
尽管一般使用单个大振幅信号正弦音调，但是在本发明的替代性实施例中，单个大振幅信号正弦音调也可以用周期性的或非周期性的大振幅信号来替代。例如，大振幅信号可以是数字信号。在这种情况下，与上述类似地计算非线性动态系统对小扰动的通用线性响应。例如，使用小振幅信号音调来扰动大振幅信号。在大振幅信号的至少一个中心频率的每个谐波处，计算上部和下部；然而，每个上部和下部可以包括除单边带以外的谱。对于小振幅信号音调的每个适当定义的频率，可以以与上述基本相同的方式来使用上/下谱输出响应，以提取给出数字系统对小缺陷的动态响应的行为模型。例如，这种方法完全可用于高效解决预测数字系统中的误码率(BER)的问题。大振幅信号的中心频率是感兴趣的大振幅信号的频带的中间频率。例如，大振幅信号可以只具有一个中心频率，也可具有多个中心频率。例如，对于被调制信号，载波信号出现在输入谱的中心频率处。从而，输入谱的中心频率就是被调制信号的中心频率。对于音调信号，中心频率出现在音调频率处。
前述内容仅仅公开并描述了本发明的示例性方法和实施例。本领域技术人员可以理解，本发明可以以其他特定形式实现，而不脱离本发明的精神或实质特性。因此，本发明的公开内容只是示例性的，而不是对本发明范围的限制，本发明的范围应当由所附权利要求限定。
权利要求
1.一种用于生成器件模型的方法，包括利用具有中心频率的大振幅信号激励所述器件的输入端口；利用小振幅信号音调扰动所述器件的第一端口，其中所述小振幅信号音调的频率略微偏移所述中心频率的谐波；以及获得来自所述器件的结果信号的谱分量频率，以确定所述器件的模型系数，所述谱分量频率中的至少一些出现在略微偏移所述中心频率的谐波的频率处。
2.如权利要求1所述的方法，其中所述大振幅信号具有附加的中心频率，并且所述方法还包括利用附加的小振幅信号音调扰动所述器件的第一端口，其中所述附加的小振幅信号音调的频率略微偏移所述附加中心频率的谐波；以及基于利用附加小振幅信号音调扰动所述器件的第一端口而得到的谱分量，获得附加谱分量频率。
3.如权利要求1所述的方法，其中所述大振幅信号是音调，所述中心频率是所述音调的频率。
4.如权利要求1所述的方法，其中所述大振幅信号是被调制信号，所述中心频率是所述被调制信号的载波频率。
5.如权利要求1所述的方法，其中所述器件是待测器件，所述获得是由向量非线性网络分析仪执行的。
6.如权利要求1所述的方法，其中所述器件是被仿真器件，所述获得是由仿真软件执行的。
7.如权利要求1所述的方法，其中响应于偏移所述中心频率第m阶谐波的频率的小振幅信号音调，在所述中心频率的第1阶谐波的谱分量频率处的线性响应Δb1m在下面的方程中给出Δb1m＝S1m+T1m*其中是复数，S1m是确定上边带处的振幅信号的系数，T1m是确定下边带处的振幅信号的系数。
8.如权利要求1所述的方法，其中所述器件是被仿真器件，所述获得是由仿真软件执行的，并且所述仿真软件使用小信号混频器分析来激励并扰动所述器件，使得仅对所述大振幅信号进行谐波平衡分析。
9.如权利要求1所述的方法，其中所述第一端口是以下端口之一所述输入端口；除了所述输入端口外的器件端口。
10.如权利要求1所述的方法其中对所述中心频率的多个谐波和所述器件的附加端口重复进行所述扰动。
11.一种对器件建模的系统，所述系统包括用于利用具有中心频率的大振幅信号激励所述器件的输入端口的装置；用于利用小振幅信号音调扰动所述器件的第一端口的装置，其中所述小振幅信号音调的频率略微偏移所述中心频率的谐波；以及用于获得来自所述器件的结果信号的谱分量频率以确定所述器件的模型系数的装置，所述谱分量频率中的至少一些出现在略微偏移所述中心频率的谐波的频率处。
12.如权利要求11所述的系统其中用于激励所述器件的输入端口的装置是大振幅信号源；其中用于扰动所述器件的第一端口的装置是小信号源；并且其中用于获得来自所述器件的结果信号的谱分量频率的装置是向量非线性网络分析仪。
13.如权利要求11所述的系统，其中用于激励所述器件的输入端口的装置、用于扰动所述器件的第一端口的装置和用于获得谱分量频率的装置被实现在仿真软件内。
14.如权利要求11所述的系统，其中响应于偏移所述中心频率第m阶谐波的频率的小振幅信号音调，在所述中心频率的第1阶谐波的谱分量频率处的线性响应Δb1m在下面的方程中给出Δb1m＝S1m+T1m*其中是复数，S1m是确定上边带处的振幅信号的系数，T1m是确定下边带处的振幅信号的系数。
15.如权利要求11所述的系统，其中所述器件是被仿真器件，所述用于获得的装置是由仿真软件实现的，并且所述仿真软件使用小信号混频器分析来激励并扰动所述器件，使得仅对所述大振幅信号进行谐波平衡分析。
16.一种包含软件的计算机可读介质，所述软件当被执行时执行用于生成器件模型的方法，所述方法包括利用具有中心频率的大振幅信号激励所述器件的输入端口；利用小振幅信号音调扰动所述器件的第一端口，其中所述小振幅信号音调的频率略微偏移所述中心频率的谐波；以及获得来自所述器件的结果信号的谱分量频率，以确定所述器件的模型系数，所述谱分量频率中的至少一些出现在略微偏移所述中心频率的谐波的频率处。
17.如权利要求16所述的计算机可读介质，其中所述器件是被仿真器件，所述获得是由仿真软件执行的。
18.如权利要求16所述的计算机可读介质，其中响应于偏移所述中心频率第m阶谐波的频率的小振幅信号音调，在所述中心频率的第1阶谐波的谱分量频率处的线性响应Δb1m在下面的方程中给出Δb1m＝S1m+T1m*其中是复数，S1m是确定上边带处的振幅信号的系数，T1m是确定下边带处的振幅信号的系数。
19.如权利要求16所述的计算机可读介质，其中所述器件是被仿真器件，所述获得是由仿真软件执行的，并且所述仿真软件使用小信号混频器分析来激励并扰动所述器件，使得仅对所述大振幅信号进行谐波平衡分析。
20.如权利要求16所述的计算机可读介质其中对所述中心频率的多个谐波和所述器件的附加端口重复进行所述扰动。
全文摘要
本发明公开了一种用于生成器件模型的方法。利用具有中心频率的大振幅信号来激励器件的输入端口。利用小振幅信号音调来扰动器件的第一端口。小振幅信号音调的频率略微偏移中心频率的谐波。获得来自器件的结果信号的谱分量频率以确定器件的模型系数。至少某些谱分量频率出现在略微偏移中心频率的谐波的频率处。
文档编号G01R31/00GK1804646SQ20051013764
公开日2006年7月19日 申请日期2005年12月31日 优先权日2005年1月14日
发明者戴维·E·鲁特, 戴维·D·沙里特, 约翰·伍德 申请人:安捷伦科技有限公司