专利名称：：具有使用重采样的直接数字接收机的mri系统的制作方法
技术领域：
：本发明涉及一种磁共振成像系统以及一种具有发射阶段和接收阶段的相应方法。此外，本发明涉及一种直接数字接收机以及一种用于磁共振线圈的相应方法。此外，本发明涉及一种用于在计算机上实现所述方法的计算机程序。
背景技术：
：磁共振成像(MRI)设备施加穿过检查区域的主磁场。通常表示为B0的这个强磁场用于将要检查的对象内的核子对齐。在一些MRI设备中，B0场是水平定向的，在其他的MRI设备中它是垂直定向的。在水平方向的系统和垂直定向的系统中，由通常表示为B,的相对较强的正交RF场在对齐的原子核中激励磁共振。B,场使得对齐的核子或自旋倾斜到与静态磁场Bo正交的平面中。随着时间过去，随着自旋的进展，自旋与发出相对较弱的射频(RF)共振信号的Bo场重新对齐。由调谐到预期的特定共振频率处的RF线圈来检测这个共振。将这些共振信号传送到图像处理装置，以便将这些信号重建为图像表示，用于在视频监视器上进行显示。通常，使用直接数字接收机(DDR)来将模拟MR信号转换为数字基带^言号，该直接数字接收机(DDR)包括用于直接采样MR信号(即不使用中间频率)的模数转换器(ADC)和随后的数字下变频器(DDC)。采样频率(fs)或ADC的工作频率通常比载波频率(fc)低得多。根据尼奎斯特一香农采样定理，采样频率仅需是信号带宽(BW)的两倍，从而可以小于载波频率。对于MR，信号带宽(由最大梯度强度和最大视场所限定)通常比载波频率(由主磁场强度所限定)小得多。一般惯例是整个DDR以采样频率工作。另外，通常将工作频率限制为用于控制脉冲序列的时序的共用频率的倍数，所述脉冲序列控制MR过程。这两个惯例的组合对在数字化之前调节RF信号所需的抗混叠(anti-aliasing)滤波器的设计设置了严格的约束。
发明内容本发明的目的是提供一种磁共振系统以及相应的方法，以及一种直接数字接收机以及相应的方法，借助于此，使得对于直接数字接收机的模数转换器的釆样频率的选择独立于随后的数字下变频器的工作频率。这个独立性在模拟域和数字域中提供了额外的设计自由性。根据本发明，由权利要求1中所定义的磁共振系统来实现这个目的，所述磁共振系统包括RF接收线圈，在共振频谱中共振，以便在接收阶段期间接收磁共振信号；以及直接数字接收机，用于将所述接收的磁共振信号转换为数字基带信号，包括一模数转换器，用于将所述接收的信号转换为在采样频率处的第一数字采样信号。一数字下变频器，用于将第二数字釆样信号下混频(down-mixing)到具有数字工作频率的带宽有限的数字基带信号，以及一重采样单元，耦合在所述模数转换器与所述数字下变频器之间，用于将在所述采样频率处的所述第一数字采样信号重采样为在所述数字工作频率处的所述第二数字采样信号。根据本发明，还由权利要求8中所定义的直接数字接收机、由权利要求7和9中定义的相应方法以及由权利要求10中定义的计算机程序来实现这个目的。在从属权利要求中定义了本发明的多个优选实施例。应理解，权利要求8的数字接收机以及权利要求7和9的方法具有如从属权利要求中定义的类似和/或相同的优选实施例。在权利要求2到5中定义了重采样单元的有利实施例。优选地，重采样单元包括传递(transfer)单元、插值单元、计数单元和系数表单元。根据另一个优选实施例，所述数字下变频器包括解调器、低通滤波器和振荡器，用于将所述数字采样信号下混频并滤波到具有所述数字工作频率的所述带宽有限的数字基带信号。现在参考附图更详细地解释本发明，其中图1是包含本发明的磁共振成像装置的示意图，图2显示了已知的直接数字接收机的示意性框图，图3示出了有限带宽的欠采样，图4示出了作为采样频率的函数的、用于在1.5T处的MR质子信号的相对抗混叠滤波器带宽，图5示出了作为采样频率的函数的、用于在3T处的MR质子信号的相对抗混叠滤波器带宽，图6显示了根据本发明的直接数字接收机的示意性框图，图7显示了根据本发明的重采样器的示意性框图，图8显示了相位计数器的实施例，图9显示了用于样本传递的这个8单元循环缓冲器(eightentrycirclebuffer)的实施例，图10显示了用于样本传递的这个4单元循环缓冲器的实施例，图11显示了4抽头FIR滤波器，其可以用于在插值期间保持信号质量。图12显示了用于说明本发明的示范性信号的曲线图。具体实施例方式参考图1,磁共振成像装置包括主磁场产生器A,用于建立穿过检查区域的时间上恒定的主磁场Bo。梯度磁场线圈B选择性地产生横穿成像区域的主磁场的磁场梯度。RF发射机线圈C在每一个发射/接收循环的发射部分期间选择性地发射射频共振激励和操作脉冲。这些高功率激励和操作脉冲在设置在成像区域中的对象的核子中激励磁共振。共振的核子产生具有一频率的射频信号，该频率由磁场强度以及其他变量(例如作为目标的特定核子)来确定。磁共振成像序列控制器10功能性地连接到用于梯度线圈B的驱动器12和用于驱动发射线圈C的发射机14。序列控制器10协调梯度和共振激励脉冲的产生和排序。在示出的实施例中，第一接收线圈D,半永久地嵌入到可移动的病床16内，而仅在需要时才选择第二接收线圈D2并将其设置到成像区域中。在每一个发射/接收循环的接收部分期间，选定的一个接收线圈，例如D2，将接收到的RF信号传送到接收机18。成像器20，例如二维傅立叶变换成像处理器，从存储在图像存储器22中的接收到的射频信号中重建一个或多个电子图像表示。通常，电子图像是在成像体积的每一个体素中的共振核子的密度、位置、弛豫时间以及其他特性的表示。视频监视器、平板显示器或其他人可阅读显示机构24将部分电子图像表示转换为人可阅读的图像。尽管已经相对于单频水平定向的磁共振成像系统描述了磁共振成像系统，但本领域技术人员会意识到所公开的原理可以同样地用于多频系统、垂直定向的系统、偏轴线圈等。在图2中显示了己知的直接数字接收机(DDR)的示意性框图，其可以用作图1中所示的MRI装置的接收机18。例如在US2002/0079892Al中描述了这种DDR。它包括放大器31、带通滤波器32、模数转换器(ADC)33、解调器34、低通滤波器35和振荡器36。解调器34、低通滤波器35和振荡器36共同包含在通常称为数字下变频器(DDC)38的装置中。为了简洁，没有显示双ADC和正交检测信号通路。在下表中描述了接收机参数。参数说明fc信号载波频率(《200MHz)BW信号带宽(《1MHz)G放大器(模拟)增益采样频率(《50MHz)fo解调频率解调相位R减小因子(RE[26,8192])Ns要采集的采样数量ADC限制了最大载波频率(即ADC可以追踪的最大频率)和最大采样频率。市场上销售的低成本和低功率的ADC允许200MHz的最大载波频率和50MHz的最大釆样频率。根据本发明的直接数字接收机利用了这个事实即，MR信号带宽低于MR信号载波频率(通常低很多)。由rR^，V5来定义MR信号带宽(BW)，其中，Y是旋磁比，FOV是视场，V5是所施加的空间编码梯度。在实际MR系统中，其保持BW《1.5MHz。这里应注意在50cmFOV时的1.5MHz(质子)信号带宽会需要70mT/m的梯度。在这种梯度强度下，具有负担得起梯度放大器功率级和技术的有效成像序列是不切实际的。因此，1.5MHz比实际使用的带宽(通常小于lMHz)高(得多)。由"A来定义载波频率fc，其中Bo是主磁场强度。在实际MR系统中，需要在1.5和3特斯拉或64MHz和128MHz处进行操作。ADC易于在高达200MHz/Ymax&4.7特斯拉的主磁场强度处实现对所有核子的操作。这不允许在载波频率为300MHz的情况下在7特斯拉处的操作。希望能够追踪这种频率的低成本和低功率的ADC能够在可预见的未来可以在市场上销售。实际上，必须仔细选择采样频率，以便避免混叠并且有利于带通滤波器的实现。当对带宽有限的信号进行欠采样时，在采样频率一半的偶数倍和奇数倍处出现混叠。在载波频率周围的带通滤波器能够去除所有混叠，仅允许预期的信号带宽通过并到达ADC以便进行采样。必须将带通滤波器设计为使其能够充分去除信号的混叠，这对于最接近载波频率的混叠是最困难的；gP，在信号频带之上和之下紧邻的混叠。图3中示出了这种情况，其显示了对带宽有限的信号进行欠采样的效果。由(fH-fL)给出信号带宽BW，由(fl+fH)/2给出载波频率fc。必须将釆样频率选择为能够避免在fs/2处和t处的混叠的信号频带。为了有利于带通滤波器的实现，将fs选择为使得混叠的信号频带间隔AL和AH最大。对于实现带通抗混叠滤波器有多容易的量度由MIN(AbAH)/fc来给出，其中，Al和AH是从信号频带分别到相邻的较低混叠和相邻的较高混叠的频率偏移。这个量度越大，就越易于实现该带通滤波器(即，更大的设计自由，以及该实现最不易于受到特定组件容限的影响)。在图4和5中，这个量度示出为在1.5特斯拉和3特斯拉处的采样频率的函数。图4示出了用于在1.5特斯拉处的MR质子信号的所需抗混叠滤波器带宽。滤波器带宽表示为64MHz载波频率的分数。28MHz和37MHz是结合了小于50MHz的采样频率与不严格的滤波器带宽要求的最佳点。图5示出了用于在3特斯拉处的MR质子信号的所需抗混叠滤波器带宽。滤波器带宽表示为128MHz载波频率的分数。39MHz和47MHz是结合了小于50MHz的采样频率与不严格的滤波器带宽要求的最佳点。将重采样器引入到在ADC与解调器之间的DDR中允许了独立于DDC的工作频率来选择ADC的采样频率。这个独立性提供了在模拟域与数字(DDC)域中的额外的设计自由度。在图6中示出了这种情况，图6显示了根据本发明所提出的重采样DDR的示意性框图。除了图2中所示的已知的DDR以外，重采样DDR包括在ADC33与DDC38之间，具体而言在ADC33与解调器34之间的重采样器37。重采样器37通过对输入的ADC样本进行插值，将采样频率fs转换为DDC工作频率fo。为此，重采样器37首先将在ADC采样频率(fs)处采集到的来自ADC33的第一数字采样信号输出的样本传递给在数字工作频率(fD)处工作的电子装置，随后对传递的样本进行插值，以产生在该数字工作频率处的第二数字采样信号的样本。ADC采样频率(fs)相对于该数字工作频率(fD)的相对相位确定了何时传递样本。对于工作在两个完全独立的频率处的数字电子装置之间的信息传递需要进行仔细设计，以避免后稳定性(meta-stability)问题。由于对于插值而言需要采样频率相对于数字工作频率的相对相位，其也可以用于确定何时进行传递。在图7中示出了这个原理。图7显示了重采样器7的示范性实现方式，重采样器7包括样本传递单元41、相位计数器42、插值器43和系数表单元44。ns和no分别定义了在采样频率fs与fD之间的关系。显示的实现方式假定fs《fb。"下一个(next)"信号导致样本被传递；"相位"定义了采样频率与数字工作频率的相对相位，以及在系数表中的相应索引，用以检索插值所需的系数。插值可以实现为4抽头FIR滤波器。可以由以频率分辨率表示的两个整数值ns和riD来表征频率fs和fD。例如，对于在50MHz处的fb和在37MHz处的fs以及1MHz的频率分辨率，产生结果nD=50和ns=37。1MHz频率分辨率对于为实际系统设想的工作范围而言是足够的(fsE[l,50]MHz和fD-50MHz)。在图8中示意性地显示了相位计数器逻辑的实施例。相位在小于(iiD-ns)时，以ns递增，在大于或等于(riD-ns)时，以(no-ns)递减。可以以C程序代码将相位计数器逻辑表示为next=(phase<ns)1:0phase+=(phase<(nd-ns))ns:(ns-nd)实际上，相位计数器以(riD-ns)递减，直到它下溢到它以ns递增的点。相位计数器步进通过由ns和no定义的所有可能的相位。下表显示了对于ns=7和nD=10的相位计数器行为。<table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table>如果ns是素数(相对于no)，那么相位计数器就会步进通过整个范围[0,nD)。例如，ns-37和riD-50。可以由(小)循环缓冲器来实现实际的样本传递。图9显示了用于样本传递的这个8单元循环缓冲器的一个实施例。以ADC采样频率fs将样本写入缓冲器。以数字工作频率将样本读出缓冲器，但以"下一个"的值为条件。将写指针和读指针初始化为彼此之间的距离为循环缓冲器一半大小。这使得二者之间的距离最大。可以将循环缓冲器的大小选择为能够避免后稳定性问题。在异步复位的情况下，这两个指针可能相差一，这需要具有至少四个单元的循环缓冲器，例如图10所示的情况。8单元缓冲器有可能是足够的。增大缓冲器的尺寸会增大重采样器的等待时间(从而增大整个接收机的等待时间)。在插值期间必须保持信号质量。这易于以多抽头FIR滤波器来实现。例如图ll所示的情况，可以在实际系统中使用4抽头滤波器，在4抽头滤波器中，在样本网格上的滤波器原点定义了样本位置(相位)("具有固定偏移的三次样条插值")。图12显示了用于图示说明本发明的示范性信号的曲线图。在上部显示了以36MHz采样的作为第一数字采样信号Sl的信号，在下部显示了以50MHz采样的作为第二数字采样信号S2的相同信号，在中间显示了重采样函数以及相关系数。在下部是用于每一个50MHz样本的"相位"和"下一个"值。仅示出了用于分别对应于第5个和第8个50MHz样本的相位36和44的重釆样函数和系数。可以见到，"相位"定义了重采样函数相对于50MHz样本网格的位置，因此也定义了要使用哪些系数。在这个实例中，将重采样实现为四点函数(即4抽头FIR滤波器)，因而在四个36MHz输入样本上扩展。应注意以下情况对于需要额外的36MHz样本来求重采样函数的值的每一个50MHz样本，"下一个"信号是l。根据本发明，将ADC采样频率与信号载波频率相匹配，以使得在主要图像、镜像图像及其混叠之间的距离最大，从而有助于在采样之前进行信号调节。优选地，数字下变频器以与脉冲序列时序光栅相关的频率的整数倍工作。在根据本发明的系统中，这个光栅是100ns或lOMHz，其用于规定RF发射脉冲、梯度波形和RF信号接收。为所有MR脉冲序列控制使用单一时序光栅并不是基本情况，但会极大地有助于控制硬件及相应的控制软件的实现。这实际上是能够独立于解调频率而选择采样频率的一个额外(次要)的原因。通常还可以以采样频率操作数字下变频器(并且避免重采样)，但这在定义数字下变频器时序时会是一种约束，因为这必须要求RF发射脉冲与梯度波形之间是相位相干的或时间对齐的。能够进行低频采样实现了对ADC性能的低要求，对DDC性能的低要求以及低功率。由质量插值来保持信号完整性。通过初始化在读指针与写指针之间的偏移以及定义循环缓冲器的适当大小，来控制在传递中的后稳定性。由于可以将特定相位的归一化离散系数值的总和偏移一比特，并且调整具有最大误差的值，因此可以实现归一化离散系数值。ROM表通常对于固定采样频率和数字工作频率而言是足够的。此外，由于对称性，只需存储一半系数。如果fs对于所有通道都是相同的，就可以在通道之间共享相位计数器和系数表。总之，本发明的根本问题与抗混叠(带通)滤波器32的设计有关。在带宽有限的欠采样的情况下，在频谱中出现图像镜像(如图3所示)。如果可以自由地将采样频率选择为使得在实际信号与其最接近的镜像之间的距离最大化的频率，就放宽了抗混叠滤波器的设计要求。以上已经解释并分别在图4和5中针对1.5T和3T示出了对于设计/实现这个带通滤波器的简单程度的量度。额外的要求是能够提供与RF发射和梯度控制函数同步的相位连续的解调(DDC38的频率和相位)的能力。这要求对于所有这种控制函数具有单一时间基础。如果采样频率与DDC的工作频率相同，如在已知DDC中的情况一样，则单一时间基础就严格限制了对于可能的采样频率的选择。因此，能够独立于DDC工作频率而选择采样频率在MR接收机的设计中提供了相当大的优势。本发明提供了一种用于集成RF(iRF)中的重采样技术，其能够独立地选择模数转换器的采样频率与随后的数字下变频器的工作频率，产生了预期的优势。尽管已经在附图及前面的描述中详细示出并说明了本发明，但这种示出和说明应认为是示例性的或示范性的，而不是限制性的；本发明不限于所公开的实施例。依据对附图、公开文件和所附权利要求的研究，本领域技术人员在实施所要求的发明时可以理解并实现对所公开的实施例的其它变化。在权利要求中，词语"包括"不排除其他单元或步骤的存在，不定冠词"一"不排除多个。单个或几个单元可以实现在权利要求中陈述的几项功能。虽然在彼此不同的从属权利要求中陈述了特定措施，但是并不表示这些措施的组合不能用于获得益处。计算机程序可以在适合的介质上存储/分发，所述介质例如为与其它硬件一起提供或作为其它硬件的一部分提供的光存储介质或固态介质，但也可以以其它形式分发，例如经由互联网或其它有线或无线电信系统进行分发。权利要求中的任何参考标记都不应解释为限制其范围。权利要求1、一种磁共振成像系统，其具有发射阶段和接收阶段，所述磁共振成像系统包括RF接收线圈(D1、D2)，其在共振频谱中共振，用于在所述接收阶段期间接收磁共振信号；以及直接数字接收机(18)，用于将所述接收的磁共振信号转换为数字基带信号，所述直接数字接收机包括-模数转换器(33)，用于将所述接收的信号转换为在采样频率处的第一数字采样信号，-数字下变频器(38)，用于将第二数字采样信号下混频到具有数字工作频率的带宽有限的数字基带信号，以及-重采样单元(37)，耦合在所述模数转换器与所述数字下变频器之间，用于将在所述采样频率处的所述第一数字采样信号重采样为在所述数字工作频率处的所述第二数字采样信号。2、如权利要求1所述的磁共振成像系统，其中，所述重采样单元(37)通过以下操作将所述采样频率重采样为所述数字工作频率i)将所述数字采样信号的样本传递到所述数字工作频率域，其中使用所述采样频率相对于所述数字工作频率的相对相位来确定何时传递样本，以及ii)对所述传递的样本进行插值，以便产生在所述数字工作频率处的样本流。3、如权利要求1所述的磁共振成像系统，其中，所述重采样单元(37)包括-传递单元(41)，耦合到所述模数转换器(33)的输出上以便接收所述数字采样信号，并耦合到用于输出导致样本传递的"下一个"信号的计数单元(42)的输出上，所述传递单元将所述数字采样信号的样本传递到所述数字工作频率域，-插值单元(43)，耦合到所述传递单元(41)的输出上以便接收被传递的样本，并耦合到系数表单元(44)的输出上以便接收对所接收的样本进行插值所需的系数，所述插值单元对所接收的被传递的样本进行插值，并且输出插值的样本。-计数单元(42)，用于接收与所述采样频率和所述数字工作频率之间的关系有关的指示(ns、nD)，所述计数单元将"下一个"信号输出到所述传递单元(41)，从而导致样本传递，并且所述计数单元向系数表单元(44)输出相位信号，所述相位信号定义了所述釆样频率域与所述数字工作频率域之间的相位关系，-系数表单元(44)，耦合到所述计数单元的输出上，所述系数表单元接收所述相位信号，并输出所述插值所需的所述系数。4、如权利要求2或3所述的磁共振成像系统，其中，所述重采样单元包括循环缓冲器，具体的是用于所述样本传递的8单元循环缓冲器。5、如权利要求2或3所述的磁共振成像系统，其中，所述重采样单元包括多抽头FIR滤波器，具体的是用于在所述插值期间保持信号质量的4抽头FIR滤波器。6、如权利要求1所述的磁共振成像系统，其中，所述数字下变频器(38)包括解调器(34)、带通滤波器(35)和振荡器(36)。7、一种磁共振成像方法，包括发射阶段和接收阶段，所述方法包括以下步骤在所述接收阶段期间接收磁共振信号；以及将所述接收的磁共振信号转换为数字基带信号，包括一将所述接收的信号转换为在采样频率处的第一数字采样信号，一将第二数字采样信号下混频到具有数字工作频率的带宽有限的数字基带信号，以及一将在所述采样频率处的所述第一数字采样信号重采样为在所述数字工作频率处的所述第二数字采样信号。8、一种用于RF线圈的直接数字接收机，该RF线圈具体的是磁共振成像系统的RF线圈，所述直接数字接收机包括一模数转换器(33)，用于将所述接收的信号转换为在采样频率处的第一数字采样信号，一数字下变频器(38)，用于将第二数字采样信号下混频到具有数字工作频率的带宽有限的数字基带信号，以及一重采样单元(37)，耦合在所述模数转换器与所述数字下变频器之间，用于将在所述采样频率处的所述第一数字采样信号重采样为在所述数字工作频率处的所述第二数字采样信号。9、一种用于RF线圈的直接数字接收方法，该RF线圈具体的是磁共振成像系统的RF线圈，所述方法包括以下步骤一将所述接收的信号转换为在采样频率处的第一数字采样信号，一将第二数字采样信号下混频到具有数字工作频率的带宽有限的数字基带信号，以及一将在所述采样频率处的所述第一数字采样信号重采样为在所述数字工作频率处的所述第二数字采样信号。10、包括程序代码模块的计算机程序，用于在计算机上执行所述计算机程序时，使得所述计算机执行如权利要求7或9中所述的方法的步骤。全文摘要本发明涉及磁共振成像系统以及用于RF线圈(D<sub>1</sub>、D<sub>2</sub>)的，具体的是磁共振成像系统的RF线圈(D<sub>1</sub>、D<sub>2</sub>)的直接数字接收机。为了可以独立于具体包含解调器(34)的后续数字下变频器(38)工作的数字工作频率而选择数字接收机的模数转换器(33)的采样频率，引入了重采样单元(37)，其耦合在所述模数转换器与所述数字下变频器之间，用于将在所述采样频率处的第一数字采样信号重采样为在所述数字工作频率处的第二数字采样信号。文档编号G01R33/36GK101563623SQ200780047411公开日2009年10月21日申请日期2007年12月13日优先权日2006年12月19日发明者F·范利埃申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司