Pll电路和使用该pll电路的角速度传感器的制作方法

专利名称：Pll电路和使用该pll电路的角速度传感器的制作方法
技术领域：
本发明特别涉及在飞机、车辆等移动体的姿势控制和导航系统等中使用的PLL电 路和使用该PLL电路的角速度传感器。
背景技术：
图7是现有的PLL电路的电路图。在图7中，同步分离电路1从由外部输入的信 号中提取同步信号。相位比较器2在一个输入为L的区间，根据另一个输入的高低比例来 改变输出电压。低通滤波器3从相位比较器2的输出信号中去除噪声信号，输出输出信号。 放大器4对来自低通滤波器3的输出信号进行放大。压控振荡器5根据来自放大器4的输 出信号的电压来改变输出频率。分频器6将来自压控振荡器5的输出信号分频为1/n。接着，说明以上结构的现有的PLL电路的动作。图8是示出现有的PLL电路的动作状态的时序图。即，图8的上部是从同步分离 电路1输出并输入到相位比较器2的信号a的电压波形图。图8的中部是从分频器6输出 并输入到相位比较器2的信号b的电压波形图。图8的下部是从相位比较器2输出并输入 到低通滤波器3的信号c的电压波形。如图8所示，同步分离电路1向相位比较器2输出一定时间为低电平(Low:以下 记为“L”)的输出信号。并且，在来自同步分离电路1的信号a为低电平的情况下，如果另 一个信号b为高电平(High 以下记为“H”)，则相位比较器2在该期间内降低相位比较器2 的输出电压。相反，如果另一个输入信号b为低，则相位比较器2在该期间内，提高相位比 较器2的输出电压。然后，根据来自上述同步分离电路1的信号a和另一个信号b而受到了电平变动 的信号c，经由低通滤波器3、放大器4而对压控振荡器5进行驱动。输入到压控振荡器5 的信号为以η倍的频率进行振荡的输出信号。分频器6将输入到分频器6的信号分频为η 分之一。此外，在同步分离电路1的后级连接有AD转换器(未图示)，当对相位比较器2输 入了数字信号时，能够用矩形波信号代替模拟信号，来进行相位同步控制。另外，作为与本 申请的发明有关的现有技术文献信息，例如公知有专利文献1。但是，在上述现有结构的PLL电路中，当针对相位比较器2的输入信号为数字信号 时，该数字信号的采样间隔会导致相位比较器2的一个信号输入的期间缩短。因此，受到了 电平变动的信号c的输出减小。其结果，输出频率的变动量不稳定，所以，无法准确地调节 相位。专利文献1 日本特开昭62-131630号公报

发明内容
本发明提供能够准确地调节相位的PLL电路和使用该PLL电路的角速度传感器。本发明的PLL电路具有AD转换器；DA转换器，其被输入来自该AD转换器的输出；滤波电路，其对该DA转换器的输出信号进行滤波；压控振荡器，其根据来自该滤波电路的 输出信号，输出不同频率的信号；以及分频器，其对该压控振荡器输出的信号进行分频，AD 转换器根据从压控振荡器输出的定时信号而动作，DA转换器输出与在从分频器输出的定时 信号下的AD转换器输出的值对应的模拟信号。根据这种结构，在从分频器输出的定时信号下的AD转换器的输出值本身是这样 的值该值对应于与分频器输出的正弦波信号的中央值之间的相位偏差量，因此，即使产生 由数字信号引起的时间延迟，也能够准确地调节相位。并且，本发明的角速度传感器具有传感器元件，其具有驱动电极、检测电极和监 视电极；驱动器电路，其具有对来自传感器元件的输出信号进行AD转换的AD转换器、根据 来自AD转换器的输出信号将驱动信号设定为规定振幅的AGC电路、和根据来自AGC电路的 输出信号对传感器元件中的驱动电极施加电压的驱动电路；检测电路，其将从传感器元件 中的检测电极输出的信号转换为角速度输出信号；以及定时控制电路，其向检测电路和驱 动器电路输出定时信号。而且，定时控制电路由本发明的PLL电路构成。


图1是本发明的实施方式1中的PLL电路的电路图。图2是本发明的实施方式1中的PLL电路的AD转换器的动作的说明图。图3是本发明的实施方式1中的PLL电路的相位监视部的动作的说明图。图4是本发明的实施方式2中的利用了 PLL电路的角速度传感器的电路图。图5是示出本发明的实施方式2中的利用了 PLL电路的角速度传感器的动作状态 的图。图6是示出本发明的实施方式2中的角速度传感器的传感器元件所产生的电荷的 图。图7是现有的PLL电路的电路图。图8是示出现有的PLL电路的动作状态的时序图。标号说明21 :AD转换器；22、126 相位监视部；23、126b 相位校正电路；24 :DA转换器；25、 127 滤波电路；26 压控振荡器；27、126a 分频器；30 传感器元件；32 驱动电极；33 监 视电极；34,35 检测电极；41 驱动电路46、111 滤波电路；47 =AGC电路；61,82 :AD转换 器；71 时序控制电路；81 检测电路；43、94 :DA转换部；121 =PLL电路；129 压控振荡器。
具体实施例方式(实施方式1)图1是本发明的实施方式1中的PLL电路的电路图。在图1中，AD转换器21将 输入的模拟信号转换为数字信号。AD转换器21输出的数字信号输入到相位监视部22，然 后，该相位监视部22根据所输入的信号的值和该信号的输入定时，输出规定的上限值或下 限值或所输入的信号的值中的某个值。从相位监视部22输出的信号输入到相位校正电路 23。然后，该相位校正电路23输出对输入信号进行了规定值的校正后的值。从相位校正电 路23输出的信号输入到DA转换器24。然后，该DA转换器24输出与输入的数字信号的值对应的模拟信号。
从DA转换器24输出的模拟信号输入到由环路滤波器构成的滤波电路25。然后， 该滤波器电路25以规定的特性进行滤波而输出信号。从滤波电路25输出的信号输入到压 控振荡器26。然后，该压控振荡器26根据所输入的模拟信号的值，输出不同频率的第1定 时信号。从压控振荡器26输出的信号输入到分频器27。然后，该分频器27输出以规定值 (N)对该信号进行分频后的第2定时信号。这样，在本发明的实施方式1的PLL电路中，AD转换器21根据从压控振荡器26输 出的第1定时信号而进行工作，并且，相位监视部22根据从分频器27输出的第2定时信号 而进行工作。接着，参照图2、图3说明以上结构的本发明的实施方式1中的PLL电路的动作。图2是本发明的实施方式1中的PLL电路的AD转换器的动作的说明图。在图2 中，AD转换器21被输入正弦波的模拟信号。于是，转换为与按照从压控振荡器26输出的 第1定时信号的定时采样到的模拟信号的大小对应的数字信号的值。然后，将该数字信号 的值输入到相位监视部22。此时，例如被转换成以输入的正弦波信号的中央值为“零”的有 正负的数字信号。在该相位监视部22中，按照从分频器27输出的第2定时信号的定时，输 出数字信号。然后，将该数字信号输入到相位校正电路23，校正为规定值。然后，校正后的 数字信号输入到DA转换器24。然后，在该DA转换器24中，根据输入的数字信号的值，输出 转换后的模拟信号。并且，该模拟信号经过由环路滤波器构成的滤波电路25而输入到压控 振荡器26。然后，从该压控振荡器26输出与输入的模拟信号对应的频率信号，将该信号作 为AD转换器21的模拟信号采样用的定时信号进行反馈。此时，第2定时信号是对第1定时信号进行分频后的同步信号。而且，按照第2定 时信号的定时采样到的AD转换器21的数字信号的输出值本身是这样的值该值对应于第 2定时信号与作为正弦波信号中央值的零点之间的相位偏差量。该值与从通常的PLL电路 中的相位比较器(未图示)输出的值相同。这里，在从相位监视部22输出的数字信号的值为负的情况下，从DA转换器24输 出发挥如下作用的模拟信号，即使从压控振荡器26输出的频率减小。另一方面，在从相位 监视部22输出的数字信号的值为正的情况下，从DA转换器24输出发挥如下作用的模拟信 号使从压控振荡器26输出的频率增加。然后，进行PLL电路的循环控制，使得从该DA转 换器24输出的模拟信号恒定，即，使得在基于第2定时信号的采样定时下的数字信号的值 为“零”。通过这种控制，能够使AD转换器21的采样定时与经过所输入的模拟信号中央值 的定时同步。因此，能够准确地调节相位。图3是本发明的实施方式1中的PLL电路的相位监视部的动作的说明图。在图3 中，在相位监视部22中，监视输入到相位监视部22中的数字信号的值是否超过规定的上限 值和下限值。并且，根据输入上述第2定时信号的定时，改变从相位监视部22输出的数字 信号的值。具体而言，设从输入第2定时信号起、到输入的数字值低于规定的上限值之后、再 到低于规定的下限值、直到又高于下限值为止的期间为阶段1。设从阶段1结束起、到输入 的数字值超过规定的上限值为止的期间为阶段2。设此后直到下一次低于上限值为止的期 间为阶段3。并且，在阶段1中第2定时信号输入到相位监视部22的情况下，输出规定的下限值的数字信号的值。而在阶段2中第2定时信号输入到相位监视部22的情况下，输出按 照该第2定时信号的定时输入的数字信号的值。此外，在阶段3中第2定时信号输入到相 位监视部22的情况下，输出规定的上限值的数字信号的值。在图3中，相位监视部22内的检测信号A在低于下限值的期间内为H信号，在除 此之外的期间内为L信号。相位监视部22内的检测信号B在高于上限值的期间内为H信 号，在除此之外的期间内为L信号。因此，通过对这些检测信号A、B的状态进行组合，来确 定在上述阶段1、阶段2、阶段3中从相位监视部22输出的数字信号的值。从相位监视部22输出的数字信号的值被输入到DA转换器24。该DA转换器24输 出与输入的数字信号的值对应的大小的模拟信号。然后，该模拟信号被输入到由环路滤波 器构成的滤器电路25。在该滤波电路25中，对模拟信号进行滤波，将其输入到压控振荡器 26。这样，从压控振荡器26输出这样的频率该频率是由对与从相位监视部22输出的 数字信号的值对应的模拟信号进行滤波后的信号决定的。由于相位监视部22设定了上述 这种阶段的判定以及输出信号的上限和下限，所以，是将一定范围内的模拟信号输入到压 控振荡器26。其结果，从压控振荡器26输出的模拟信号的频率受到限制。由此，在本发明 的PLL电路整体的动作中，能够防止在将输入的模拟信号的频率与分频器27的分频值(N) 相乘得到的频率以外的频率下进行锁定、即所谓的倍频锁定等的误动作，能够利用规定的 频率可靠地锁定PLL电路。并且，在输入从相位监视部22输出的数字信号的相位校正电路23中，通过使输入 的数字信号的相位比较值增减规定的值并进行输出，由此，能够按照数字值的分辨率对锁 定的相位进行微调。例如，在相位校正电路23中，在加上了正值而输出数字信号的情况下， 与不加上该数字信号的情况相比，压控振荡器26输出增加了相加量后的频率。其结果，在 提前了的点处将相位锁定。另外，在AD转换器21中，在因AD转换或运算等产生了规定时钟数的延迟后输出 数字信号的情况下，会在偏移了该延迟量的相位处进行锁定。不过，针对从相位监视部22 输出的数字信号的值，通过构成为输出从第2定时信号的定时偏移了延迟量的时钟数后 的定时下的数字信号的值，能够使第2定时信号与经过输入的模拟信号的中央值的定时同 步。由此，能够准确地与作为模拟信号中央值的零点同步。(实施方式2)下面，参照附图来说明本发明的实施方式2中的利用了 PLL电路的角速度传感器。图4是本发明的实施方式2中的利用了 PLL电路的角速度传感器的电路图。在 图4中，传感器元件30具有振动体31、具有用于使该振动体31振动的电压体的驱动电极 32、具有根据振动状态而产生电荷的电压体的监视电极33、以及具有在对传感器元件30施 加角速度时产生电荷的电压体的一对检测电极。并且，传感器元件30中的一对检测电极由 第1检测电极34和产生与该第1检测电极34相反极性的电荷的第2检测电极35构成。驱动器电路41由以下部分构成输入切换部42、DA转换部43、积分部44、比较部45、由数字滤波器构成的滤波电路46、AGC电路47以及驱动电路48。并且，驱动器电路41 中的输入切换部42由模拟开关构成，其与振动体31的监视电极33连接，且按照第2定时 φ2进行动作。驱动器电路41中的DA切换部49具有第1基准电压50和第2基准电压51。按照第2定时φ2，通过规定的信号对该第1基准电压50和第2基准电压51进行切换。此 夕卜，在驱动器电路41中还设有DA输出部52。该DA输出部52由以下部分构成被输入DA 切换部49的输出信号的电容器53 ；以及模拟开关54、55，它们与该电容器53的两端连接， 且按照第1定时φ 1进行动作，使电容器53的电荷进行放电。由DA切换部49和DA输出部 52构成DA转换部43。该DA转换部43按照第1定时φ 1使电容器53的电荷进行放电，按照 第2定时φ2充入与DA切换部49输出的基准电压对应的电荷。输入切换部42和DA转换部 43的输出被输入模拟开关56，且按照第2定时φ2进行输出。
模拟开关56的输出被输入到积分部44，该积分部44由运算放大器57和按该运算 放大器57的反馈形式连接的电容器58构成。积分部44按照第2定时φ2进行动作，电容器 58对输入积分部44的输入信号进行积分。从积分部44输出的积分信号输入到比较部45。 该比较部45由以下部分构成对该积分信号与规定值进行比较的比较器59 ；以及输入从该 比较器59输出的1比特数字信号的D型触发器60。D型触发器60在第1定时φ 的开始时 对1比特数字信号进行锁存，并输出锁存信号。该锁存信号被输入到DA转换部43的DA切 换部49，对第1基准电压50与第2基准电压51进行切换。而且，由输入切换部42、DA转 换部43、积分部44和比较部45构成AD转换器61，该AD转换器61由Σ Δ调制器组成。从AD转换器61输出的脉冲密度调制记号被输入到滤波电路46。然后，提取振动 体31的谐振频率的信号，输出去除了噪声成分后的多比特信号。该多比特信号被输入到 AGC电路47中设置的半波整流滤波电路(未图示)而转换为振幅信息信号。在AGC电路47 中，在振幅信息信号大的情况下，向驱动电路48输入对滤波电路46输出的多比特信号进行 衰减后的信号。另一方面，在振幅信息信号小的情况下，向驱动电路48输入对滤波电路46 输出的多比特信号进行放大后的信号。利用这种控制来进行调节，使得振动体31的振动为 恒定振幅。驱动电路48具有数字Σ Δ转换器68和模拟滤波器69。数字Σ Δ转换器68由 以下部分构成保持着二值的数字值输出部62 ；对来自AGC电路47的输出信号与数字值输 出部62的输出进行相加和积分的相加积分运算部63 ；对来自该相加积分运算部63的输出 值与比较常数值64进行比较的值比较部65 ；根据来自该值比较部65的输出值来切换从数 字值输出部62输出的数字值的值切换部66 ；以及按照规定的定时对来自值比较部65的输 出进行锁存的触发器67。而且。数字Σ Δ转换器68将从AGC电路47输出的多比特信号 调制为1比特的脉冲密度调制信号而输出。该脉冲密度调制信号被输入到模拟滤波器69， 对不利于传感器元件30的驱动的频率成分进行滤波，然后输出到传感器元件30。定时控制电路71输入从驱动器电路41中的滤波电路46输出的多比特信号。根 据该多比特信号，生成第1定时φ 的定时信号和第2定时φ2的定时信号，输入到驱动器电 路41。并且，根据该多比特信号，生成第3定时φ3的定时信号、第4定时φ4的定时信号、第 5定时φ5的定时信号、第6定时φ6的定时信号，输入到检测电路81。另外，定时控制电路71 的内部结构将在后面叙述。检测电路81由AD转换器82和运算部83构成，其中，AD转换器82由Σ Δ调制 器构成。输入切换部84具有模拟开关85、86。模拟开关85与传感器元件30中的第1检测 电极34连接，按照第4定时φ4进行动作。模拟开关86与传感器元件30中的第2检测电极35连接，按照第6定时φ6进行动作。根据这种结构，输入切换部84按照第4定时φ4或第6定时φ6，对来自第1检测电 极34或第2检测电极35的输出信号进行切换并输出。DA切换部87具有第3基准电压88和第4基准电压89。该第3基准电压88和第 4基准电压89根据规定的信号而进行切换。DA输出部90具有输入来自DA切换部87的输 出信号的电容器91以及模拟开关92、93。模拟开关93、93分别与电容器91的两端连接，根 据第3定时φ3和第5定时φ5进行动作，使电容器91的电荷进行放电。此外，由DA切换部 87和DA输出部90构成DA转换部94。DA转换部94根据第3定时φ3和第5定时φ5，使电 容器91的电荷进行放电，并且，根据第4定时φ4和第6定时φ6，进行与从DA切换部87输 出的基准电压对应的电荷的充放电。来自输入切换部84和DA转换部94的输出被输入到模拟开关95，并根据第4定时 φ4和第6定时φ6而输出。来自模拟开关95的输出被输入到积分电路96。该积分电路96 由以下部分构成运算放大器97、按照该运算放大器97的反馈形式并联连接的一对电容器 98、99、以及与该电容器98、99连接的一对模拟开关100、101。模拟开关100根据第3定时 φ3和第4定时φ4进行动作，在电容器98中对输入积分电路96的输入信号进行积分并保持 积分值。同样，模拟开关101根据第5定时φ5和第6定时φ6进行动作，在电容器99中对输 入积分电路96的输入信号进行积分并保持积分值。由模拟开关95和积分电路96构成积 分部102。从积分部102输出的积分信号被输入到比较部103。该比较部103由以下部分构 成对该积分信号与规定值进行比较的比较器104 ；以及输入该比较器104输出的1比特数 字信号的D型触发器105。D型触发器105在第4定时φ4和第6定时φ6的开始时，对1比 特数字信号进行锁存，输出锁存信号。该锁存信号被输入到DA转换部94的DA切换部87， 对第3、第4基准电压88、89进行切换。由输入切换部84、DA转换部94、积分部102和比较 部103构成AD转换器82。通过这种结构，AD转换器82对从传感器元件30中的第1检测电极34和第2检 测电极35输出的电荷进行Σ Δ调制，转换为1比特数字信号而输出。从AD转换器82的比较部103中的比较器104输出的1比特数字信号被输入到 锁存电路106。锁存电路106由对1比特数字信号进行锁存的一对D型触发器107、108构 成。D型触发器107根据第4定时φ4对1比特数字信号进行锁存。D型触发器108根据第 6定时φ6对1比特数字信号进行锁存。由锁存电路106中的一对D型触发器107、108锁存 并输出的一对1比特数字信号被输入到差分运算部109，然后，通过置换处理来实现对该一 对1比特数字信号之差进行运算的1比特差分运算。具体而言，构成为当输入到差分运算 部109的一对1比特数字信号为“00”、“01”、“10”、“11”时，分别将它们置换为“0”、“-1”、 “1”、“0”而输出。所述差分运算部109输出的1比特差分信号被输入到校正运算部110。然后，通过 置换处理来实现该1比特差分信号与规定的校正信息之间的校正运算。具体而言，如上所 述，在输入到校正运算部Iio的1比特差分信号为“0”、“1”、“-1”、校正信息例如为“5”的 情况下，分别置换为“0”、“5”、“-5”并输出。
从校正运算部110输出的数字差分信号被输入到由数字滤波器构成的滤波电路 111。滤波电路111进行去除噪声成分的滤波处理。并且，由锁存电路106、差分运算部109、 校正运算部110和滤波电路111构成运算部83。运算部83根据第4定时φ4和第6定时φ6 对一对1比特数字信号进行锁存，进行差分运算、校正运算、滤波处理，输出多比特信号。定时控制电路71由PLL电路121、定时生成电路、123以及振幅判定电路124构成。
PLL电路121对从驱动器电路41中的滤波电路46输出的多比特信号的频率进行 递增，在时间上对相位噪声进行积分而减小相位噪声，向定时生成电路122、123输出所需 的信号。相位监视部126输入从滤波电路46输出的对多比特信号进行波形整形后的矩形 波信号以及来自分频器126a的输出信号。而且，分频器126a的第2定时信号是对后述的 压控振荡器129的第1定时信号进行分频后的同步信号。而且，按照第2定时信号的定时 的来自驱动器电路41的数字信号的输出值本身是这样的值该值对应于第2定时信号与正 弦波信号的中央值即零点之间的相位偏差量。从相位监视部126输出的信号经由相位校正 电路126b和DA转换器125，输入到构成环路滤波器的滤波电路127。滤波电路127将其转 换为交流成分少的直流信号。然后，该滤波电路127的输出信号和恒定电压值被输入到定 时切换部128。该定时切换部128中的一方与滤波电路127连接，另一方与恒压输出器电连 接。从滤波电路46输出的多比特信号被输入到振幅判定电路124。该振幅判定电路 124对从滤波电路46输出的多比特信号的振幅信息进行监视。并且，根据来自振幅判定电 路124的控制信号，选择定时切换部128的信号。具体而言，在该振幅信息为目标振幅以上 的情况下，定时切换部128选择滤波电路127的输出信号。另一方面，在从滤波电路46输 出的多比特信号的振幅信息小于目标振幅的情况下，定时切换部128选择恒定电压值。来自定时切换部128的输出电压被输入到压控振荡器129。该压控振荡器129是 振荡产生与输入电压对应的频率信号的可变频率振荡器。从该压控振荡器129输出的振荡 信号被输入到分频器126a以及定时生成电路122、123。定时生成电路122根据从PLL电路121输出的信号，生成第1定时φ 的定时信号 和第2定时φ2的定时信号，并输出到驱动器电路41。定时生成电路123将监视信号的2个 周期期间分割为第3定时φ3、第4定时φ4、第5定时φ5、第6定时φ6，生成这些定时信号，并 输出到检测电路81。对以上结构的本发明的实施方式2中的利用了 PLL电路的角速度传感器的动作进 行说明。当对传感器元件30的驱动电极32施加了驱动信号时，振动体31进行谐振，在监 视电极33上产生电荷。在该监视电极33上产生的电荷被输入到驱动器电路41中的AD转 换器61而转换为脉冲密度调制信号。该脉冲密度调制信号被输入到滤波电路46。然后，由 滤波电路46提取振动体31的谐振频率，得到去除了噪声成分后的多比特信号。下面说明该情况下的AD转换器61的动作。AD转换器61重复第1定时φ 和第2 定时φ2来进行动作，其中，第1定时φ 和第2定时φ2是与从定时控制电路71输出的监视 信号同步的定时。在第1定时φ 下，对从传感器元件30中的监视电极33输出的信号进行 Σ Δ调制，将其转换为1比特数字信号。
逐一地说明在上述2个定时下的动作。首先，在第1定时φ ι下，将保持在积分部44中的电容器58上的积分值输入到进行比较的比较部45的比较器59中。在第1定时φ 的 上升时，从该比较器59输出的1比特数字信号被锁存在D型触发器60中。然后，将该锁存 信号输入到DA转换部43的DA切换部49。并且，DA输出部52中的模拟开关54和模拟开 关55接通，使保持在电容器53上的电荷进行放电。接着，在第2定时φ2下，根据输入到DA切换部49的锁存信号，对第1基准电压50 和第2基准电压51进行切换而输入到电容器53。然后，输出与由DA转换部43切换后的基 准电压对应的电荷。并且，输入切换部42接通，输入由传感器元件30的监视电极33产生 的电荷。然后，积分部44中的模拟开关56接通，将从输入切换部42和DA转换部43输出 的电荷输入到积分部44。图5是示出本发明的实施方式2中的利用了 PLL电路的角速度传感器的动作状态 的图。在图5中，在第2定时φ2下，在积分部44的电容器58中，对由信号A的斜线部表示 的电荷量与从DA转换部43输出的电荷量的总和进行积分并保持。通过上述第1定时φ 和 第2定时φ2下的动作，对从传感器元件30的监视电极33输出的相当于振幅值的电荷量进 行Σ Δ调制，并在第ι定时φ 的信号的上升时输出1比特数字信号。通过以上动作，AD转换器61对从传感器元件30的监视电极33输出的电荷量进 行Σ Δ调制，并将其作为1比特数字信号，按照上述定时进行输出。图5的信号B是示出本发明的实施方式2中的利用了 PLL电路的角速度传感器的 经Σ Δ调制后的多比特信号的图。图5的信号C是示出由本发明的实施方式2中的PLL 电路生成的第1定时φ 和第2定时φ2的图。从驱动器电路41中的滤波器电路46输出的 多比特信号被输入到AGC电路47中设置的半波整流滤波电路(未图示)，从而被转换为振 幅信息信号。在AGC电路47中，在振幅信息信号大的情况下，向驱动电路48输入对滤波电 路46输出的多比特信号进行衰减后的信号。另一方面，在振幅信息信号小的情况下，向驱 动电路48输入对滤波电路46输出的多比特信号进行放大后的信号。通过这种控制来进行 调节，使得振动体31的振动为恒定振幅。从AGC电路47输出的多比特信号和从值切换部66输出的常数值被输入到数字 Σ Δ转换器68的相加积分运算部63，其中，值切换部66保持着规定的二值，并输出数字 值输出部62的任一个值。然后，对这些信号进行相加和积分。值比较部65将从该相加积 分运算部63输出的积分值与比较常数值64进行比较，从值比较部65输出其比较结果。触 发器67按照规定的定时，对该比较结果进行锁存。根据该触发器67的输出，对从值切换部 66输出的常数值进行切换。此时，在相加积分运算部63的输出值小于比较常数值64的情 况下，选择数字值输出部62的二值中较大一方的值。相反，在相加积分运算部63的输出值 大于比较常数值64的情况下，选择数字值输出部62的二值中较小一方的值。通过重复进 行该动作，将从AGC电路47输出的多比特信号调制为1比特的脉冲密度调制信号，从触发 器67输出。这里，在输入到数字Σ Δ转换器68的信号例如为10比特(=士9比特)的 情况下，优选比较常数值64为“0”、数字值输出部62的二值为“511”、“-511”以上。另外，由于在Σ Δ调制中要进行过采样，且在高频带中要对其量子化噪声进行噪 声整形，因此，包含有高频成分的噪声成分。但是，传感器元件30的响应无法应对这样的高 频。因此，不是在脉冲密度调制信号的采样频率下，而是在过采样后的规定的频率成分下进行振动。并且，在传感器元件30的高频下的响应增益高、从而这种高频成分的噪声将成为 问题的情况下，追加模拟滤波器69，该模拟滤波器69被设定成，降低数字Σ Δ转换器68的 输出信号中成为问题的频率成分。通过该措施，能够实现噪声更低的高精度驱动器电路41。在传感器元件30以速度V在图4所示的驱动方向上弯曲振动的状态下，当传感器 元件30以角速度ω绕振动体31的长度方向的中心轴旋转时，在该传感器元件30中产生 F = 2mVX ω的科里奥利力。
图6是示出在本发明的实施方式2的角速度传感器的传感器元件中产生的输出信 号的图。如图6的信号D、信号E所示，由于科里奥利力，在传感器元件30所具有的一对检 测电极34、35上产生电荷。在检测电极34、35上产生的电荷是由于科里奥利力而产生的， 所以，与监视电极33产生的信号相比，其相位提前90度。并且，在一对检测电极34、35上 产生的输出信号具有正极性信号和负极性信号的关系。下面说明该情况下的AD转换器82的动作。AD转换器82通过重复第3定时φ3、 第4定时φ4、第5定时φ5和第6定时φ6来进行动作。在第3定时φ3和第4定时φ4下，对从 传感器元件30中的检测电极34输出的正极性信号进行Σ Δ调制，将其转换为1比特数字 信号。而在第5定时φ5和第6定时φ6下，对负极性信号进行Σ Δ调制，将其转换为1比特
数字信号。逐一地说明在上述4个定时下的动作。首先，在第3定时φ3下，与积分部102中的 电容器98连接的模拟开关100接通。保持在该电容器98中的积分值被输入到比较部103 的比较器104中。然后，比较结果作为1比特数字信号从比较器104输出。并且，DA转换 部94中的模拟开关92、93接通，使保持在电容器91中的电荷进行放电。接着，在第4定时φ4下，在第4定时φ4的上升时，从比较部103的比较器104输出 的1比特数字信号被锁存在D型触发器105中。该锁存信号被输入到DA转换部94的DA 切换部87。根据该输入的锁存信号，对第3、第4基准电压88、89进行切换而输入到电容器 91。然后，从DA转换部94输出与切换后的基准电压对应的电荷。与此同时，在输入切换部 84中，模拟开关85接通，输出由传感器元件30的第1检测电极34产生的电荷。进而，积分 部102中的模拟开关95接通，从输入切换部84和DA转换部94输出的电荷被输入到积分 电路96。通过该动作，在第4定时φ4下，在积分电路96的电容器98中，对由图6Α的斜线 部表示的电荷量与从DA转换部94输出的电荷量的总和进行积分并保持。通过上述第3定时φ3和第4定时φ4下的动作，对从传感器元件30的第1检测电 极34输出的相当于振幅值一半的电荷量进行Σ Δ调制。并且，与第3定时φ3和第4定时 φ4的动作同样，在第5定时φ5和第6定时φ6下，对从传感器元件30的第2检测电极35输 出的相当于振幅值一半的电荷量进行Σ △调制。通过以上动作，由一个AD转换器82对从传感器元件30的一对检测电极34、35输 出的电荷的相当于振幅一半的电荷量进行Σ Δ调制，并按照上述定时，作为一对1比特数
字信号输出。在从传感器元件30的一对检测电极34、35输出的电荷中，不仅具有相位比监视器 电极33产生的信号提前90度的检测信号，还具有与监视信号同相的无用信号。这里，对从 传感器元件30的一对检测电极34、35输出检测信号与无用信号的合成信号的情况进行说明。图6的信号D、信号E表示由基于角速度的科里奥利力产生的检测信号。而且，在积分电路96中，根据第4定时φ4和第6定时φ6，对由图6的信号D、信号E的斜线部表示的 电荷量、即相当于振幅值一半的电荷量进行积分。图6的信号F、信号G表示在本发明的实施方式2的角速度传感器的传感器元件 中产生的无用信号。对于信号F、信号G，与检测信号同样，根据第4定时φ4和第6定时φ6， 对由斜线部表示的电荷量、即从无用信号的振幅最大值到最小值的区间内的电荷量进行积 分。在以振幅中央值为基准进行积分的情况下，正负电荷抵消，成为“零”电荷量。即，根据 第4定时φ4和第6定时φ6，通过积分部102的动作，消除了无用信号。通过这种动作，分别 针对一对输入信号实施了所谓的同步检波处理，即，对与检测信号的振幅对应的电荷量进 行积分。其结果，与不存在无用信号的情况下的动作同样，在AD转换器82中，对同步检波 处理后的信号进行Σ Δ调制，将必要的信号成分转换为1比特数字信号而输出。通过以上动作，针对传感器元件30中的一对输出信号，能够在进行同步检波处理 的同时进行Σ △调制。由此，无需通常的IV转换电路、相位器、同步检波电路等模拟电路， 即可取出这种经同步检波后的数字信号。因此，能够在非常小的电路规模及低成本的条件 下得到所需的数字信号。接着，对运算部83的动作进行说明。首先，基于第4定时φ4，从AD转换器82的 比较部103的比较器104输出的1比特数字信号被锁存在锁存电路106的D型触发器107 中。并且，基于第6定时φ6，从AD转换器82的比较部103的比较器104输出的1比特数 字信号被锁存在锁存电路106的D型触发器108中。锁存在这一对D型触发器107、108中的一对1比特数字信号是通过如下方式得到 的分别通过Σ Δ调制，将相当于从传感器元件30的一对检测电极34、35输出的信号的去 除了无用信号后的振幅值一半的电荷量转换为数字值。接着，将从锁存电路106输出的一 对1比特数字信号输入到1比特差分运算部109。在1比特差分运算部109中，计算这一对 1比特数字信号之差，输出1比特差分信号。这里，第3定时φ3下的1比特差分信号是在上一个同步中的第4定时φ4、第6定 时φ6下锁存的1比特数字信号之差。该1比特差分信号表示图6Α、图6Β所示的从传感器 元件30的一对检测电极34、35输出的信号的去除了无用信号后的振幅值。通过以上动作，使用同一个积分部102对从传感器元件30的一对检测电极34、35 输出的具有正极性信号和负极性信号的关系的一对信号进行积分。因此，与利用2个积分 电路分别进行积分的情况相比，大幅降低了各个积分电路的特性对一对输入信号积分结果 的相对误差的影响。同样，DA转换部94也构成为，针对一对输入信号的信号处理，使用同 一个DA转换部。并且，在比较部103中，也使用相同的基准电压和比较器对一对积分结果 进行比较。其结果，大幅降低了比较器的特性和基准电压的变动对比较结果的相对误差的 影响。如上所述，使用同一个积分电路96、DA转换部94、比较部103，对一对输入信号进行 信号处理，因此，与使用多个部件进行信号处理的情况相比，大幅降低了对部件之间相对误 差的影响。并且，电源电压变化和温度变化对各模块中的基准电压变动等的影响也是同样地施加给一对输入信号。因此，通过运算部83具有的1比特差分运算部109对一对输入信号 的信号处理结果之差进行运算，能够抵消各部分中的基准电压变动等的影响。因此，能够高 精度地对一对输入信号之差进行AD转换。并且，还能够消除从传感器元件30的一对检测电极34、35输出并输入到AD转换 器82的包含一对输入信号在内的同相噪声成分和偏置成分的影响。由此，能够高精度地形 成一对输入信号的差信号。而且，在求取一对输入信号之差的1比特差分运算中，在比较部103的输出信号为 由“1”、“0”构成的1比特信号的情况下，输入到差分运算部109的一对比较信号限于“00”、 “01”、“10”、“11”这4种。而且，求取它们之差后的结果也分别预先决定为“0”、“-1”、“1”、 “0”。利用这些1比特数字运算，能够得到以非常简单的电路结构来进行与输入信号对应的 减法处理的效果。这样，在将进行减法处理后的一对输入信号形成为一个差分信号之后，利 用由数字滤波器构成的滤波电路111进行低通及抽取等信号处理。由此，能够以非常小的 电路规模且低成本地构成差分运算部109、由数字滤波器构成的滤波电路111等的运算电 路，而且，能够实现高精度的信号处理。接着，从1比特差分运算部109输出的1比特差分信号被输入到校正运算部110。 然后，通过置换处理进行该1比特差分信号与规定的校正信息之间的校正运算。该校正运 算可通过如下来实现利用1比特差分信号仅限于“0”、“1”、“-1”这3个值这一情况，例如 在规定的校正信息为“5”的情况下，将输入到校正运算部的1比特差分信号“0”、“1”、“-1” 分别置换处理为“0”、“5”、“-5”。从滤波电路46输出的多比特信号被输入到定时控制电路71中的振幅判定电路 124，且作为波形整形后的矩形波信号输入到相位监视部126。该振幅判定电路124监视从 滤波器电路46输出的多比特信号的振幅信息。在该振幅信息为目标振幅的50%以上的情况下，定时切换部128进行切换，以选 择由环路滤波器构成的滤波电路127的输出信号。此时，PLL电路121为闭环，将音叉驱动 频率的监视器信号作为输入信号进行递增，输出在时间上对相位噪声进行积分而减小了相 位噪声的信号。由此，将与传感器元件30的固有驱动频率同步的信号输入到定时生成电路 122,123ο另一方面，在从滤波电路46输出的多比特信号的振幅信息小于目标振幅的50% 的情况下，定时切换部128进行切换，以选择恒定电压值。此时，从压控振荡器129输出与 恒定电压值对应的固定频率的信号，将该信号输入到定时生成电路122、123。在以上条件下，定时生成电路122根据从PLL电路121输出的信号，生成并输出图 5C所示的第1定时φ 、第2定时φ2的定时信号，作为驱动器电路41中的输入切换部42、DA 切换部49、模拟开关54、55、56和D型触发器60的切换定时。并且，定时生成电路123生 成并输出第3定时φ3、第4定时φ4、第5定时φ5、第6定时φ6的定时信号，作为检测电路81 中的输入切换部84、0々切换部87、模拟开关92、93、95、100、101和D型触发器105的切换 定时。产业上的可利用性本发明的PLL电路具有这样的效果即使产生了由数字信号引起的时间延迟，也 能够准确地进行相位调节，因此，对于飞机、车辆等移动体的姿势控制和导航系统等，特别有用
权利要求
一种PLL电路，其中，该PLL电路具有AD转换器；DA转换器，其被输入来自所述AD转换器的输出；滤波电路，其对所述DA转换器的输出信号进行滤波；压控振荡器，其根据来自所述滤波电路的输出信号，输出不同频率的信号；以及分频器，其对所述压控振荡器输出的信号进行分频，所述AD转换器根据从所述压控振荡器输出的定时信号而动作，所述DA转换器根据从所述分频器输出的定时信号，输出与所述AD转换器输出的值对应的模拟信号。
2.根据权利要求1所述的PLL电路，其中，该PLL电路还具有相位监视部，该相位监视部被输入来自所述AD转换器的输出信号， 所述相位监视部监视来自所述AD转换器的输出信号的相位，并控制针对所述滤波电 路的输入信号。
3.根据权利要求1所述的PLL电路，其中，该PLL电路在所述AD转换器与所述DA转换器之间还具有相位校正电路， 所述相位校正电路对来自所述AD转换器的输出信号的值进行校正。
4.根据权利要求1所述的PLL电路，其中，所述DA转换器输出如下定时的、与所述AD转换器输出的值对应的模拟信号，所述定时 是相对于从所述分频器输出的定时信号，偏移了所述AD转换器的AD转换所需要的时钟数 后的定时。
5.一种角速度传感器，其中，该角速度传感器具有 传感器元件，其具有驱动电极、检测电极和监视电极；驱动器电路，其具有对来自所述传感器元件的输出信号进行AD转换的AD转换器、根 据来自所述AD转换器的输出信号将驱动信号设定为规定振幅的AGC电路、和根据来自所述 AGC电路的输出信号对所述传感器元件中的所述驱动电极施加电压的驱动电路；检测电路，其将从所述传感器元件中的所述检测电极输出的信号转换为角速度输出信 号；以及定时控制电路，其向所述检测电路和所述驱动器电路输出定时信号， 所述定时控制电路由权利要求1所述的PLL电路构成。
全文摘要
本发明的PLL电路具有AD转换器DA转换器，其被输入来自AD转换器的输出；滤波电路，其对DA转换器的输出信号进行滤波；压控振荡器，其根据来自滤波电路的输出信号，输出不同频率的信号；以及分频器，其对压控振荡器输出的信号进行分频，AD转换器根据从压控振荡器输出的定时信号而动作，DA转换器根据从分频器输出的定时信号，输出与AD转换器输出的值对应的模拟信号。
文档编号G01C19/56GK101842987SQ20088011444
公开日2010年9月22日 申请日期2008年11月7日 优先权日2007年11月12日
发明者川井孝士, 村上英之, 锅谷公志 申请人:松下电器产业株式会社