专利名称：用于测量无功功率的系统和方法
用于测量无功功率的系统和方法相关申请的交叉引用本申请要求2008年10月3日提交的序列号为61/102，523、发明名称为“SYSTEM AND METHOD FOR MEASURING REACTIVEPOWER”的先前提交美国临时专利申请的优先权益。 该临时申请在此通过引用而全文并入。背景信息本发明一般涉及测量无功功率。一些电气设备，诸如计算机和空调，可能给电力线增加非线性负载。因此，能量分配器除了有功功率之外需要测量无功功率，以计量所传输的总能量。有功功率和无功功率分别定义如下有功功率=U* I * Cos( θ )(1)无功功率=U* I * Sin( θ )(2)其中U和I分别是电压和电流RMS(均方根)值，θ是电压和电流之间的相位差。等式(1)和(2)表明有功功率和无功功率具有90度的相位偏移，因此测量无功功率的一个方法是给有功功率增加90度相移。图1例示了用于测量有功功率的现有技术系统。电压和电流在混频器101处被相乘，并且所得结果被低通滤波器(LPF) 102滤波。图2 例示了用于测量无功功率的现有技术系统，其中90度相移被增加到电流路径。相移的电流可以在乘法器201处被与电压相乘，并且所得结果被LPF202滤波。替代地，90度相移可以被增加到电压路径。现有技术系统使用延时、低通滤波器或希尔伯特变换滤波器来实现功率计中的90 度相移。延时方法可以增加Τ/4延迟以使波形移位90度，其中T是波形的周期。尽管延时方法简单，但是显著错误可能被引入到结果中。低通滤波器可以在频率上增加恒定的90度相移，但是它们对于谐波而言不够好。希尔伯特变换滤波器可以在任何频率(包括基波和谐波)上引入90度相位，但是它需要专用处理来获得每个频率处的恒定的90度相移，并且保持每个频率处的平增益响应是不容易的。因此，期望提供一种以简单且精确的方式测量无功功率的系统和方法。
为了可以理解本发明的特征，以下描述多个附图。但是，应该注意，附图仅例示了本发明的具体实施例，因而不被认为限制其范围，因为本发明可以包括其它同等有效的实施例。图1例示用于测量有功功率的现有技术系统。图2例示用于测量无功功率的现有技术系统。图3例示根据本发明一个实施例的用于测量无功功率的系统。图4-8例示在图3所示的系统中的各点处的信号的示例性频谱。图9例示用于降低图3的系统中的采样率的架构。图10例示可以在图3的系统中使用的数字控制振荡器(NCO)的框图。
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图IlA例示根据本发明一个实施例的图3中的调制混频器302和NCO 301的简化组合。图IlB例示根据本发明一个实施例的图3中的解调混频器304和NCO 301的简化组合。图12例示根据本发明一个实施例的用于测量无功功率的系统。图13例示根据本发明一个实施例的图12中的NCO 1201、混频器1202和混频器 1203的简化组合。图14例示根据本发明一个实施例的用于测量无功功率的系统。
具体实施例方式本发明可以使用一对正交载波，它们具有相同频率但是在相位上彼此偏移90度， 以执行90度相移。图3示出根据本发明一个实施例的用于测量无功功率的系统。单边带(SSB)通信系统可以被用于利用一对正交载波中的一个将基带信号(例如，图2中的电压或电流)调制到高频带，然后使用该对正交载波中的另一个将该高频带信号解调返回基带。作为结果， 在每个频率处可以引入精确的90度相移。在一个实施例中，振荡器(例如，数字控制振荡器(NC0)301)可以被用于生成具有相同频率但90度相位偏移的该对正交载波。该对正交载波中的一个可以被用于调制，另一个可以被用于解调。具体地，图3中点1处的输入信号可以是图2中的电压或电流，并且可以处于基带处，具有图4所示的频谱。在混频器302处，调制处理可以开始。基带输入信号可以与发送载波(例如，来自 NCO 301的COS波)相乘，并且被调制到高频带。图5示出混频器302的输出(或图2中的点2)处的信号的示例性频谱。高通滤波器(HPF) 303可以去除图5中的较低边带。在HPF 303的输出(或图3 中的点幻处的剩余边带可以是具有图6所示的频谱的较上边带。调制处理可以在点3处完成。解调处理可以在混频器304处开始。在解调处理期间，接收载波(例如来自NCO 301的SIN波)可以与来自HPF 303的较上边带信号在混频器304处相乘，该接收载波具有与发送载波COS波相同的频率但与其90度相位偏移。因而，图6中的较上频带信号可以被解调到基带和双高频带。在混频器304的输出(或图3中的点4)处的信号可以具有图 7所示的频谱。低通滤波器(LPF) 305可以被用于截除双高频带，并且最终结果(在图3中的点5 处)可以返回到基带，具有图8所示的频谱。尽管图8所示的输出信号看上去类似于图4所示的输入信号，但是它们在每个频率处已经被90度相移，因为调制载波和解调载波是正交载波。三角函数演示可以被用于验证90度相移。假定输入信号是单音Cos (Wt)，并且正交载波是Cos (Vt)和Sin(Vt)，则图3 中的每个点处的三角函数可以如下点1 = Cos (Wt)；
点 2 = Cos(Wt) * Cos (Vt) = 0. 5 * Cos ((ff+V) t)+0. 5 * Cos((ff-V)t)；点 3 = 0· 5 * Cos ((ff+V) t)；点 4 = 0.5 * Cos ((ff+V) t) * Sin(Vt) = 0. 25 * Sin((ff+2 * V)t)+0. 25 * Sin(_Wt)；点 5 = 0· 25 * Sin (_Wt) = _0· 25 * Sin(Wt)。点1和点5处的三角函数表明90度相移被成功引入。图10示出当前可用的NCO的框图，该NCO可用作图3中的NCO 301。NCO 1000可具有相位累积器1001，用于接收频率字并控制Cos/Sin LUT ROM 1002以按选定频率输出 COS波载波和SIN波载波。通过改变频率字，NCO 1000可以输出任何频率(小于1/3采样率)。在图3的系统中，高采样率可以意味着需要更多资源来实现相同功能。在一个实施例中，采样率可以是由Sine滤波器提供的^KSPS。在一个实施例中，采样率可以是 7KSPS，在Sine滤波器901之后增加两个半带滤波器902和903以实现该分米波，如图9所示。为了进一步改进图3中的系统的效率，在一个实施例中，载波频率可以被选为采样率的1/N，其中N是整数。因此，较低载波频率意味着较低采样率。此为，载波频率f。可能需要满足以下要求fh/2 <fc< fh，其中fh是最高基带频率。在一个实施例中，载波频率可以是700Hz，采样率的约1/10。当载波频率fc是采样率的1/10时，图3中的NCO架构可被简化并与混频器功能组合。Cos 载波可以仅重复以下的 10 个值1. 000,0. 8090,0. 3090，-0. 3090，-0. 8090，-1. 0000，-0. 8090，-0. 3090,0. 3090。Sin 载波可以仅重复以下的 10 个值:0，0· 5878,0. 9511， 0. 9511,0. 5878,0, -0. 5878，-0. 9511，-0. 9511，-0. 5878。图IlA示出当载波频率f。是采样率的1/10时NCO 301和混频器302的组合实例。输入可以是图3中的点1处的输入信号。该输入可以在进入多路复用器1103之前与 0. 8090在混频器1101处相乘，或者与0. 3090在混频器1102处相乘，或者直接进入多路复用器1103。多路复用器1103的输出可以直接进入多路复用器1105，或者先在混频器1104 处与-1相乘。计数器1106可以在每个时钟信号处生成4位代码。解码器1107可以解码该4位代码并控制多路复用器1103和1105，使得输出是输入与如下数值之一依次逐一的乘积1. 000,0. 8090,0. 3090，-0. 3090，-0. 8090，-1. 0000，-0. 8090，-0. 3090,0. 3090。类似地，当载波频率f。是采样率的1/10时，NCO 301可以与混频器304组合，如图 IlB所示。输入可以是图3中的点3处的高通滤波后的信号，并且可以在进入多路复用器 1114之前与0. 5878在混频器1111处相乘，与0. 9511在混频器1112处相乘，或者与0在混频器1113处相乘。多路复用器1114的输出可以直接进入多路复用器1116，或者先在混频器1115处与-1相乘。解码器1118可以解码由4位计数器1117生成的代码并控制多路复用器1114和1116，使得输出是输入与如下数值之一依次逐一的乘积0，0. 5878，0. 9511， 0. 9511,0. 5878,0, -0. 5878，-0. 9511，-0. 9511，-0. 5878。图3中的HDF 303可以是UR滤波器(例如6阶椭圆滤波器)或者HR滤波器 (例如256阶高通FIR)。图3中的LPF 305可以是IIR滤波器或FIR滤波器(例如256阶低通FIR)。
在图3所示的实施例中，将COS波载波用于调制，并且将SIN波载波用于解调。在另一实施例中，可以将SIN波载波用于调制，并且可以将COS波载波用于解调。只要调制载波和解调载波是正交的，则可以在图2所示的系统中引入精确的90度相移。图12示出根据本发明一个实施例的用于测量无功功率的系统。取代如图3的系统所做的给电流路径或电压路径增加90度相移并保持另一路径不变，图12的实施例使用正交混频器。电压和电流分别与异相90度的一对正交载波、SIN 和COS中的一个相乘。假定图12中的点1处的输入电压是U * Cos (Wt+Φ U)，并且图12中的点2处的输入电流是I女Cos (Wt+ Φ i)，则无功功率应该如下计算VAR = 0. 5 * U * I * Sin( θ )，其中，θ = φιι_φ 。 (3)一对正交载波(例如点3处的Sin(Vt)和点4处的Cos(Vt))可以由一个或两个 NCO 1201生成。在混频器1202处，输入电压可以与正交载波中的一个(例如SIN波载波) 相乘。在混频器1203处，输入电流可以与正交载波中的另一个(例如COS波载波)相乘。 所得结果可以在混频器1206处相乘之前分别在HPF 1204和1205处被高通滤波。然后乘积可以在LPF 1207处被低通滤波。图12的各点处的三角函数可以如下点 5 :U * Cos (Wt+Φ u) * Sin(Vt) = 0· 5 * U * Sin ((ff+V) t+Φ u) -0. 5 * U * Sin ((W-V)t+Φu)点 6:1 * Cos (Wt+Φ i) * Cos (Vt) = 0· 5 * I * Cos ((ff+V) t+Φ i)+0. 5 * I * Cos ((W-V)t+Φi)点 7 :U * Sin ((ff+V) t+ Φ u)点 8 :1 * Cos ((ff+V) t+Φ )点 9 :U * Sin((W+V)t+<jiu) * I * Cos ((ff+V) t+Φ i) = 0. 5 * U * I * Sin ( Φ u_ Φ i) +0. 5 * U * I * Sin (2 * (ff+V) t+ Φ u+ Φ i))点 10 :U * I * Sin (Φ u-<M)等式(3)和点10处的三角函数可以验证90度相移。LPF 1207可以被耦合到功率计中的其它部分，例如D到F转换器(D-to-F)，和/ 或分配器。在一个实施例中，载波的频率可以被固定在采样率的1/8，使得COS波和SIN波可以重复以下值0, +/-1，+/-0. 7071。NCO 1201以及混频器1202和1203可以被组合，如图 13所示。输入可以直接进入多路复用器1302或者先与0. 7071在混频器1301处相乘。多路复用器1302的输出可以直接进入多路复用器1304，或者先与-1在混频器1303处相乘。计数器1305可以在每个时钟信号处生成3位代码。解码器1306可以解码该3位代码并控制多路复用器 1302和 1304来依次输出以下数值1,0. 7071,0,-0. 7071,-1,-0. 7071,0,0. 7071。 在一个实施例中，电压与如下数值之一依次逐一相乘=1,0. 7071,0, -0. 7071，-1，-0. 7071， 0，0. 7071。同时，电流可以与相同序列但是异相90度的数值(例如0，-0. 7071,-1,-0. 7071， 0,0. 7071,1,0. 7071)逐一相乘。在一个实施例中，一个NCO可以用于生成SIN载波，并且另一个NCO可以用于生成COS载波。在一个实施例中，SIN载波的NCO和COS载波的NCO可以共享一个计数器，但是它们的解码器可以不同地解码相同的3位代码以保持90度相差。在一个实施例中，采样率可以是8KSPS，载波频率可以是IKHz。图14示出根据本发明一个实施例的用于测量无功功率的系统。在本实施例中，用于一个路径(例如电流路径)的NCO 1401可以生成一对正交载波，并且将它们分别提供给调制混频器1402和解调混频器1404。同时，正交载波之一可以被提供给另一路径(例如电压路径)上的调制混频器1412和调制混频器1414 二者。用于电压路径的载波可以由NCO 1401提供，或者由分开的NCO 1411生成。类似于图5和6所示的操作，HPF 1403可以去除电流路径中的调制信号中的较低边带，HPF 1413可以去除电压路径中的调制信号中的较低边带。类似于图7和8所示的操作，LPF 1405可以去除电流路径中的解调信号中的双高频边带，LPF 1415可以去除电压路径中的解调信号中的双高频边带。由于电流路径中的调制载波和解调载波被90度相移，所以可以向电流路径增加90度相移。但是，在电压路径中的调制载波和解调载波使用相同载波，不向电压路径弓I入相移。已经参考具体实施例仅以示例的方式而非限制的方式详细示出和描述了本发明的若干特征和方面。本领域技术人员能够理解对所公开的实施例的替代
权利要求
1.一种用于测量无功功率的方法，包括 接收电压输入；接收电流输入； 生成一对正交载波；利用所述正交载波中的一个调制所述电压输入和所述电流输入中的一个；以及利用所述正交载波中的另一个解调所调制的信号以在所述电压输入和所述电流输入之间引入90度相移，其中所述一对正交载波具有相同的频率但是在相位上彼此偏移90度。
2.如权利要求1所述的方法，还包括利用高通滤波器滤波所调制的信号。
3.如权利要求1所述的方法，还包括利用低通滤波器滤波所解调的信号。
4.如权利要求1所述的方法，还包括使用7KSPS作为采样率。
5.如权利要求4所述的方法，其中所述正交载波的频率是所述采样率的1/N，并且其中 N是整数。
6.如权利要求5所述的方法，还包括使用数值序列来代表所述正交载波中的一个。
7.如权利要求1所述的方法，其中所述正交载波包括SIN载波和COS载波。
8.一种用于测量无功功率的方法，包括 接收电压输入；接收电流输入； 生成一对正交载波；利用所述正交载波中的一个调制所述电压输入和所述电流输入中的一个；以及利用所述正交载波中的另一个调制所述电压输入和所述电流输入中的另一个以在所述电压输入和所述电流输入之间引入90度相移，其中所述一对正交载波具有相同的频率但是在相位上彼此偏移90度。
9.如权利要求8所述的方法，其中所述正交载波包括SIN载波和COS载波。
10.一种用于测量无功功率的装置，包括 至少一个载波生成器，用于生成一对正交载波；调制器，用于利用所述正交载波中的一个调制电压输入和电流输入中的一个；以及解调器，用于利用所述正交载波中的另一个解调所调制的输入以在所述电压输入和所述电流输入之间引入90度相移，其中所述一对正交载波具有相同的频率但是在相位上彼此偏移90度。
11.如权利要求10所述的装置，还包括高通滤波器，用于在解调之前滤波所调制的信号。
12.如权利要求10所述的装置，还包括低通滤波器，用于滤波所解调的信号。
13.如权利要求10所述的装置，其中所述载波生成器是振荡器。
14.如权利要求13所述的装置，其中所述载波生成器是数字控制振荡器NC0。
15.如权利要求10所述的装置，还包括半频带滤波器，用于减少用于调制的采样率。
16.如权利要求10所述的装置，其中所述载波生成器和所述调制器的组合包括 第一乘法器，用于将输入与第一预定值相乘；第一多路复用器，用于接收所述第一乘法器的输出和所述输入；第二乘法器，用于将所述第一多路复用器的输出与第二预定值相乘； 第二多路复用器，耦接到所述第二乘法器； 计数器，用于生成代码；以及解码器，用于解码所述代码以控制所述第一多路复用器和所述第二多路复用器以输出数值序列。
17.如权利要求16所述的装置，其中所述数值序列代表所述正交载波中的一个。
18.一种用于测量无功功率的装置，包括 至少一个载波生成器，用于生成一对正交载波；第一调制器，用于利用所述正交载波中的一个调制电压输入和电流输入中的一个；以及第二调制器，用于利用所述正交载波中的另一个调制所述电压输入和所述电流输入中的另一个以在所述电压输入和所述电流输入之间引入90度相移，其中所述一对正交载波具有相同的频率但是在相位上彼此偏移90度。
19.如权利要求18所述的装置，其中所述载波生成器是振荡器。
20.如权利要求19所述的装置，其中所述载波生成器是数字控制振荡器NC0。
全文摘要
一种用于测量无功功率的系统和方法，其使用一对正交载波来向功率计中的电压路径或电流路径增加90度的相移。正交载波具有相同的频率但是在相位上彼此偏移90度。
文档编号G01R21/00GK102171577SQ200980138854
公开日2011年8月31日 申请日期2009年9月29日 优先权日2008年10月3日
发明者宁芸, 陆秀洪 申请人:美国亚德诺半导体公司