接收信号可靠度判定装置、方法及码相位误差算出方法

专利名称：接收信号可靠度判定装置、方法及码相位误差算出方法
技术领域：
本发明涉及接收信号可靠度判定方法、码相位误差算出方法以及接收信号可靠度判定装置。
背景技术：
作为利用了卫星信号的定位系统，GPS (Global Positioning System 全球定位系统)已经广为人知，其正在被应用于内置在便携式电话机或者汽车导航装置等中的接收装置中。在GPS中，进行如下的位置算出计算，即，根据多个GPS卫星的位置和从各GPS卫星至接收装置的伪距等信息来求出接收装置的位置坐标和时钟误差。作为使用了卫星信号的位置算出中产生误差的主要原因之一，可以列举出多路径。产生多路径的环境称作“多路径环境”。所谓多路径环境，是指被建筑物或者地面等反射的反射波或者透过了障碍物的透过波、从障碍物衍射的衍射波等间接波信号重叠在从卫星信号的发送源(如果是GPS，则为GPS卫星)发出的直接波信号上而作为多路径信号被接收的环境。在多路径环境中，间接波信号是误差信号而会产生译码困难或者算出错误的码相位等现象，进而使位置算出中所产生的误差变大。为了解决起因于该多路径的误差问题，例如，在专利文献1中公开了如下这样的技术判定受到多路径影响的可能性高的定位用卫星作为定位不适卫星，并排除定位不适卫星来进行位置算出。作为多路径对策的一种观点，存在从捕获到的卫星信号中排除多路径信号后再用于位置算出这样的观点。这是因为如果将多路径信号用于位置算出，则位置算出的准确性就会下降。但是，在高层楼房邻接的城市峡谷环境等接收环境中，有时接收到的卫星信号的大多数都是多路径信号。在这种情况下，就会产生如下这样的问题，即，如果全部排除多路径信号，则就无法确保位置算出所需要的卫星数。因此，要求即使是多路径信号、但用于位置计算也不会带来妨碍的可靠度高的卫星信号也尽可能地用于位置算出。现有技术文献专利文献专利文献1日本专利特开2008-170214号公报

发明内容
本发明就是鉴于上述的课题而完成的，其目的在于提供一种用于判定接收有卫星信号的接收信号的好坏的新的方法。用于解决以上课题的第一方式是一种接收信号可靠度判定方法，其包括进行从卫星接收到的接收信号与复制码的相关运算；使用第一相关值和第二相关值，按照规定的判定基准来判定所述接收信号的可靠度，其中，所述第一相关值是在所述相关运算中求出的峰相位的相关值，所述第二相关值是比所述峰相位滞后了规定相位的相位的相关值；以及根据所述卫星不同而变更所述判定基准。
此外，作为此外的方式，可以构成一种接收信号可靠度判定装置，其包括运算部， 进行从卫星接收到的接收信号与复制码的相关运算；判定部，使用作为在所述相关运算中求出的峰相位的相关值的第一相关值与第二相关值即比所述峰相位滞后了规定相位的相位的相关值，按照规定的判定基准来判定所述接收信号的可靠度；以及变更部，根据所述卫星不同而变更所述判定基准。依照该第一方式，进行从卫星接收到的接收信号与复制码的相关运算。然后，使用作为峰相位的相关值的第一相关值与第二相关值即比峰相位滞后了规定相位的相位的相关值，按照规定的判定基准来判定接收信号的可靠度，同时根据卫星不同来变更该判定基准。由于从定位用卫星至接收机的传播距离比直接波长，因而间接波是相对于直接波滞后的信号。因此，如果接收信号是多路径信号，则在比峰相位滞后了规定相位的相位中， 间接波的影响表现得较大，相关值增大。因此，如果着眼于第一相关值与第二相关值，则能够判断间接波带给直接波的影响的程度，进而能够判定接收信号的好坏。此外，由于间接波带给直接波的影响的程度随卫星不同而可能不同，因而通过根据卫星不同而变更判定基准，从而能够更准确地判定接收信号的可靠度。这种方法对于接收信号为多路径信号的情况是有用的。此外，可以根据第一方式的接收信号可靠度判定方法构成第二方式的接收信号可靠度判定方法，其中，所述判定包括使用所述第一相关值与所述第二相关值，算出所述接收信号中所含有的间接波相对于直接波的延迟距离的指标值；以及将所述指标值满足规定的阈值条件作为所述判定基准来判定所述接收信号的可靠度，所述变更包括根据所述卫星不同来变更所述阈值条件。依照该第二方式，使用第一相关值与第二相关值，算出接收信号中所含有的间接波相对于直接波的延迟距离的指标值。然后，将指标值满足规定的阈值条件作为所述判定基准来判定接收信号的可靠度，同时根据所述卫星不同来变更该阈值条件。通过对延迟距离的指标值进行阈值判定，从而能够更恰当地判定间接波带给直接波的影响的程度。此外， 通过根据卫星不同而变更阈值条件，从而提高接收信号可靠度判定的准确性。此外，可以根据第二方式的接收信号可靠度判定方法构成第三方式的接收信号可靠度判定方法，其中，所述阈值条件是根据使所述直接波与所述间接波的相位差变化来算出所述指标值时的所述指标值的变化趋势而确定的条件。间接波相对于直接波的延迟距离的指标值的大小可以随直接波与间接波的相位差不同而变动。因此，在第三方式中，根据使直接波与间接波的相位差变化来算出上述指标值时的该指标值的变化趋势来确定阈值条件。由此，便能够按照对应于接收信号中所含有的直接波与间接波的相位差的阈值条件，判定接收信号的可靠度。此外，可以根据第三方式的接收信号可靠度判定方法构成第四方式的接收信号可靠度判定方法，其中，根据所述变化趋势对所述卫星归属的每个组确定所述阈值条件。依照该第四方式，通过根据指标值的变化趋势预先对卫星所属的每个组确定阈值条件，从而与预先对所有的卫星单独地确定阈值条件的情况相比，能够简化处理。此外，可以根据第三或第四方式的接收信号可靠度判定方法构成第五方式的接收信号可靠度判定方法，其中，确定在所述间接波对所述直接波的干涉的种类为增强性干涉时的第一阈值条件和所述干涉种类为削弱性干涉时的第二阈值条件，所述判定包括使用所述第一相关值与第三相关值来检测所述干涉的种类，其中，所述第三相关值是比所述峰相位超前了规定相位的相位的相关值；以及按照所述第一阈值条件和第二阈值条件中的对应于所述干涉种类的阈值条件来判定。依照该第五方式，使用第一相关值与第三相关值即比峰相位超前了规定相位的相位的相关值来检测间接波对直接波的干涉的种类。然后，按照第一和第二阈值条件中的、对应于干涉种类的阈值条件来判定接收信号的可靠度。已经知道，由于直接波与间接波的相位差不同，间接波对直接波的干涉的种类变化，而随着干涉种类的不同，延迟距离的指标值的变化趋势也不同。于是，如果预先确定对应于间接波对直接波的干涉的种类的阈值条件， 再按照对应于检测出的干涉种类的阈值条件来判定接收信号的可靠度，则接收信号的可靠度判定的准确性就会提高。此外，可以根据第五方式的接收信号可靠度判定方法构成第六方式的接收信号可靠度判定方法，其中，以所述指标值的变化振幅与所述指标值的阈值具有负相关性的方式确定所述第一阈值条件，以所述指标值的变化振幅与所述指标值的阈值具有正相关性的方式确定所述第二阈值条件。如上所述，随着间接波对直接波的干涉的种类不同，延迟距离的指标值的变化趋势也不同。例如，如果干涉的种类为增强性干涉，则指标值具有向减少的方向变化的倾向， 而如果干涉的种类为削弱性干涉，则指标值具有向增加的方向变化的倾向。于是，如第六方式所示，例如，通过以使指标值的变化振幅与指标值的阈值具有负相关性的方式预先确定第一阈值条件，以使指标值的变化振幅与指标值的阈值具有正相关性的方式预先确定第二阈值条件，从而可以根据干涉种类的不同而使阈值条件合理化。此外，可以根据第一至六方式的接收信号可靠度判定方法构成第七方式的接收信号可靠度判定方法，其中，使用通过所述接收信号可靠度判定方法所判定的可靠度来算出所述峰相位与真实的码相位的误差。依照该第七方式，使用通过上述方式的接收信号可靠度判定方法所判定的可靠度来算出峰相位与真实的码相位的误差。通过使用如此求出的码相位的误差，从而能够恰当地校正码相位，进而求出接近于真实的码相位的码相位。


图1是相关值的峰检测的说明图。 图2是相关值的峰检测的说明图。 图3是相关值的峰检测的说明图。 图4是示出对多路径信号的相关结果的图。 图5是码相位误差ERR的说明图。 图6是码相位误差ERR的说明图。 图7是码相位误差ERR的说明图。 图8是PE值的算出方法的说明图。 图9是PE值与码相位误差ERR的关系图。 图10是示出对直接波信号的相关结果的图。
图11是示出对直接波信号的相关结果的图。图12是示出对多路径信号的相关结果的图。图13是示出对多路径信号的相关结果的图。图14是矢量角的说明图。图15是矢量角的说明图。图16是矢量角与码相位误差的关系图。图17是多路径信号判定的说明图。图18是PL值的算出方法的说明图。图19是PL值的说明图。图20是PL值的说明图。图21是PL值的说明图。图22是PL值的说明图。图23是增强性干涉时的延迟距离AL与PL值的关系的说明图。图M是削弱性干涉时的延迟距离AL与PL值的关系的说明图。图25是PL值与码相位误差的关系图。图沈是每隔延迟距离AL就测量了 APL值的变化趋势的实验结果的一个示例。图27是对每颗GPS卫星测量了 Δ PL值的变化趋势的实验结果的一个示例。图28是测量了第一卫星组的APL值的变化趋势的实验结果的一个示例。图四是测量了第二卫星组的APL值的变化趋势的实验结果的一个示例。图30是测量了第三卫星组的APL值的变化趋势的实验结果的一个示例。图31是研究了码片值的连续性的实验结果的一个示例。图32是码片值的连续次数与APL值的增减振幅之间的关系的说明图。图33是相关运算的说明图。图34是相关功率的损失与相关值的形状之间的关系的说明图。图35是对第一卫星组算出了码相位误差的实验结果的一个示例。图36是对第二卫星组算出了码相位误差的实验结果的一个示例。图37是对第三卫星组算出了码相位误差的实验结果的一个示例。图38是示出便携式电话机的功能构成的一个示例的框图。图39是示出基带处理电路部的电路构成的一个示例的框图。图40是示出flag判定范围表格的表格构成的一个示例的图。图41是示出偏移值表的表格构成的一个示例的图。图42是示出卫星组表格的表格构成的一个示例的图。图43是示出可靠度判定用阈值表格的表格构成的一个示例的图。图44是示出码相位误差模型公式表的表格构成的一个示例的图。图45是示出捕获对象卫星各自的数据库的数据构成的一个示例的图。图46是示出基带处理的流程的流程图。图47是示出多路径信号判定处理的流程的流程图。图48是示出多路径信号可靠度判定处理的流程的流程图。图49是示出码相位误差算出处理的流程的流程图。
图50是变形例中的PE值的算出方法的说明图。图51是变形例中的PL值的算出方法的说明图。
具体实施例方式下面，将参照附图来说明本发明的优选的实施方式的一个示例。本实施方式是利用了作为卫星定位系统的一种的GPS(Global Positioning System)的实施方式。1.原理本实施方式的目的之一在于进行接收有从GPS卫星发出的GPS卫星信号的接收信号的可靠度判定。此外，在检测作为接收到的GPS卫星信号的扩散码的相位的码相位时，算出作为检测出的码相位中可能含有的误差的码相位误差也是目的之一。本实施方式中的接收信号的可靠度判定方法对于接收信号为多路径信号的情况是有用的。因而，在判断为接收信号明显是多路径信号时或者判断为具有多路径信号的可能性时，如果使用本实施方式的可靠度判定方法来判定接收信号的可靠度，则是有效的。接收信号是否为多路径信号的判定能够适用各种公知的方法。在本实施方式中，对于多路径信号的判定方法的一个示例也一并说明。1-1.多路径信号的判定首先，将说明本实施方式中的多路径信号的判定方法。从GPS卫星发出的GPS卫星信号是采用作为扩散码的一种的CA (Coarse and Acquisition 粗捕获)码、通过作为频谱扩散方式而已知的CDMA (Code Division Multiple Access 码分多址)方式而调制过的 1. 57542[GHz]的通信信号。C/A码是将码长1023码片(chip)作为IPN帧(Frame)的、重复周期为Ims的伪随机噪声码，是各GPS卫星固有的码。GPS卫星在发送GPS卫星信号时的频率(规定载波频率)虽然预定为 1. 57M2[GHz]，但是由于因GPS卫星和GPS接收机的移动而产生的多普勒影响等，GPS接收机在接收GPS卫星信号时的频率不一定与规定载波频率一致。因此，GPS接收机通过分别对频率方向和相位方向进行GPS卫星信号的接收信号与作为在装置内部所产生的伪C/A码的复制C/A码的相关运算，进而从接收信号中捕获GPS卫星信号。频率方向的相关运算是用于确定作为接收到的载波信号的接收载波信号的频率 (以下，称作“接收频率”)的运算(所谓的频率搜索)。此外，相位方向的相关运算是用于确定作为接收载波信号中所含有的C/A码的接收C/A码的相位(以下，称作“码相位”)的运算(所谓的相位搜索)。即，GPS接收机一面使用于去除载波的载波去除用信号的频率和复制C/A码的相位变化，一面进行接收信号与复制C/A码的相关运算。然后，通过检测所得到的相关值的峰来确定接收频率和码相位。然而，GPS卫星的位置是在不断变化着的，进而GPS卫星与GPS接收机的位置关系在不断地变化着。载波去除用信号虽然是以与接收载波信号的频率相同的频率形成的，但接收载波信号的频率由于多普勒等的影响而变化。此外，由于GPS卫星与GPS接收机之间的距离变化，码相位也变化。因此，GPS接收机必须跟踪捕获到的GPS卫星信号(Tracking)。图1 图3是相关值为最大(峰)的相位(以下称作“峰相位”)的检测的说明图。在图1 图3中，将横轴作为码相位，纵轴作为相关值，示出了 C/A码的自相关值的一个示例。此外，在以下的说明中，说到相关值时，均是指相关值的大小(绝对值)。
C/A码的自相关值用例如以峰值作为顶点的左右对称的大致三角形的形状表示。 也就是说，相对于峰相位，相位滞后和超前了相同量的相位上的相关值相等。因此，对于当前追踪着的码相位(以下，称作“正常(Punctual)相位”)，如果使用超前了一定量的相位 (以下，称作“超前(Early)相位”)上的相关值与滞后了一定量的相位(以下，称作“滞后 (Late)相位”)上的相关值，则就能够确定码相位。也就是说，通过搜索滞后相位的相关值 (以下，称作“滞后相关值”)P1与超前相位的相关值(以下，称作“超前相关值”)Pe相等的相位，进而来检测正常相位(图2和图幻。此外，一定量可以设定为例如“1/3码片”。然而，在多路径环境中，GPS接收机接收被建筑物或者地面等反射的反射波或者透过了障碍物的透过波、从障碍物衍射的衍射波等间接波信号重叠在作为从GPS卫星发出的 GPS卫星信号的直接波信号上的信号(多路径信号)。图4是示出对多路径信号的相关结果的一个示例的图，是直接波信号、间接波信号以及将该直接波信号和间接波信号合成后的合成波信号(多路径信号)的各相关值的曲线图的一个示例。在图4中，横轴表示码相位，纵轴表示相关值。间接波信号的相关值虽然与直接波信号的相关值同样地呈大致三角形的形状，但间接波信号的相关值的峰值(相关峰值)的大小比直接波信号的相关峰值小。这是由从GPS卫星发出的GPS卫星信号因被建筑物或者地面反射或者透过障碍物等而使发出时的信号强度在接收时变弱造成的。此外，间接波信号的峰相位比直接波信号的峰相位滞后。这是由从GPS卫星发出的GPS卫星信号因被建筑物或者地面反射或者从障碍物衍射等而使从GPS卫星至GPS接收机的传播距离变长造成的。此外，多路径信号的相关值由于是直接波信号的相关值与间接波信号的相关值之和，因而三角形状变形而不是以峰值为中心的左右对称。因此，如图5所示，多路径信号中的正常相位与峰相位不一致。在本实施方式中，将上述的峰相位与正常相位的相位差定义为“码相位误差”，并记作“ERR”。此外，将正常相位比峰相位滞后时的码相位误差的符号定义为“正”，将正常相位比峰相位超前时的码相位误差的符号定义为“负”。码相位误差的正负随直接波信号与间接波信号干涉的种类的不同而变化，干涉的种类的不同又起因于直接波信号的相位与间接波信号的相位的相位差。干涉的种类分直接波信号和间接波信号为互相加强的状态的“增强性干涉”与直接波信号和间接波信号为互相削弱的状态的“削弱性干涉”两个种类。图6和图7分别是示出直接波信号与间接波信号为同相和反相时的相关结果的一个示例的图。在这里，将间接波信号的相位设为“ θ ”来说明。在间接波信号与直接波信号同相位到达GPS接收机时(0彡θ彡π )，直接波信号与间接波信号互相加强。因此，如图 6所示，合成波信号的相关值表示为直接波信号的相关值与间接波信号的相关值的合计值。 在这种情况下，由于正常相位相对于峰相位是滞后相位，因而码相位误差ERR是正值。另一方面，在间接波信号与直接波信号反相到达GPS接收机时(π彡θ彡2 π )， 直接波信号与间接波信号互相削弱。因此，如图7所示，合成波信号的相关值表示为从直接波信号的相关值减去了间接波信号的相关值的减法值。在这种情况下，由于正常相位相对于峰相位是超前相位，因而码相位误差ERR是负值。此外，在间接波信号的相关值比直接波信号的相关值大时，相关值的减法值是负值，但由于计算了绝对值，因而图示为正值。在本实施方式中，考虑多路径信号的上述相关值的特性，使用称作“ΡΕ值”和“矢量角θ ”的两种指标值来进行多路径信号的判定。
8
图8是PE值的算出方法的说明图，示出了接收信号的相关结果的一个示例。在该图中，根据正常相关值Pp、比正常相位超前了 1码片以上的相位上的相关值Pn、比正常相位超前了 N码片的相位上的相关值1 ，按照下式(1)来算出PE值PE = (Pp-Pn)/(Pa-Pn)... (1)其中，“N”为满足“0 < N < 1”的值，例如，如图8所示，能够设定为“N = 2/3”。PE 值表示相对于相关值Pn的正常相关值Pp与相对于相关值Pn的相关值1 的比值。相关值 Pn由于是与正常相位相隔1码片以上的相位的相关值，因而可以说是本底噪声(看作噪声的信号的相关值)的相关值。本申请发明人进行了实验，结果可知，该PE值与码相位误差ERR之间具有如下这样的关系。图9是示出在使多路径的影响从“无”的状态变化为“有”的状态时的、接收信号的PE值与码相位误差ERR的关系的图。在图9中，将横轴作为通用的时间轴，实线表示PE 值的时间变化，虚线表示码相位误差ERR的时间变化。在多路径的影响为“无”的状态下，GPS接收机中的接收信号仅为直接波信号。在这种情况下，码相位误差ERR几乎为零，PE值为一定值。这是因为直接波信号的相关值的曲线形状不随时间的推移而变化。将该多路径的影响为“无”的状态、即间接波信号不存在时的PE值定义为“PE偏移值”，记作“PE。ffset”。PE偏移值“PE。ffset”将在以后用于算出称作 “ Δ PE值”的指标值。由于相关值的三角形的倾斜程度随GPS卫星信号的PRN码的不同而不同，因而PE 偏移值在每颗GPS卫星上都不同。此外，由于相关值的三角形的高度随GPS卫星信号的信号强度的不同而不同，因而PE偏移值“PE。ffset”随GPS卫星信号的信号强度的不同也变化。 因而，可以说，PE偏移值“PE。ffset”是依赖于GPS卫星的编号(PRN编号)以及GPS卫星信号的信号强度的值。另一方面，在多路径的影响为“有”的状态下，接收信号成为间接波信号重叠在直接波信号上的多路径信号。在这种情况下，码相位误差ERR以及PE值都随时间的推移而变化。这是因为，由于GPS卫星或者GPS接收机的移动，GPS卫星信号与GPS接收机的相对位置关系变化，间接波信号变动而使多路径信号的曲线的相关值的形状变化。也就是说，是因为图8中的相关值Pp、Pa的变化。该PE值的变动能够以sin波进行近似，其振幅由直接波信号与间接波信号的信号强度关系和载波频率差确定。由图9可知，PE值与码相位误差ERR进行几乎同样的时间变化。也就是说，如果码相位误差ERR增力卩，则PE值也增加；相反，如果码相位误差ERR减少，则PE值也减少。如上所述，如果直接波信号与间接波信号的干涉的种类为增强性干涉，则码相位误差ERR为正值；如果为削弱性干涉，则码相位误差ERR为负值。因而，如果为增强性干涉，则PE值向增加的方向变化；如果为削弱性干涉，则PE值向减少的方向变化。接下来，定义“矢量角Θ”。矢量角θ按如下方式定义。图10和图11是示出直接波信号的相关结果的一个示例的图。图10示出相对于直接波信号的码相位的相关值的曲线图，图11是在将横轴作为相关值的Q成分(正交成分)、纵轴作为相关值的I成分(同相成分)的IQ坐标平面上描绘图10中的各码相位的相关值P而得的图。其中，相关值为 “P = (I2+Q2)"2，，。观察图11可知，直接波信号的相关值P在IQ坐标平面上分布为通过原点0的大致直线状。即，码相位CPO、CP4的相关值P0、P4的I成分和Q成分都为零，在IQ坐标平面上描绘在原点0上。此外，码相位CPl CP3的相关值Pl P3的I成分和Q成分都不为零，因而被描绘在离开原点0的位置上，尤其是相关值P为最大的码相位(峰相位)CP2的相关值P2被描绘在离原点0最远的位置上。也就是说，在IQ坐标平面上，从比峰相位CP2超前了 1码片以上的相位CPO至比峰相位CP2滞后了 1码片以上的相位CP4的相关值P描绘出以离开原点0的方式移动、在峰相位上到达了最远位置之后再次返回到原点0的大致直线状的轨迹。该相关值P所描绘的大致直线状的轨迹在该图中相对于Q轴成大约45度的角度，但随直接波信号的载波的相位或者IQ坐标系的选择方法等不同而不同。图12和图13是在图4和图5所示的直接波信号上合成有间接波信号的多路径信号的相关结果。图12示出了相对于多路径信号的码相位的相关值的曲线图，图13是在IQ 坐标平面上描绘了在图12中的各码相位的相关值的图。根据图13可知，多路径信号的相关值P在IQ坐标平面上以描绘闭合曲线的轨迹的方式分布。即，码相位CPO的相关值PO的I成分和Q成分都为零，被描绘在IQ坐标平面的原点0上。此外，码相位CPl CP4的相关值Pl P4的I成分和Q成分都不为零，因而被描绘在离开原点0的位置上，尤其是峰相位CP2的相关值P2被描绘在离原点0最远的位置上。也就是说，多路径信号的相关值P描绘出以离开原点0的方式移动、在峰相位上到达了最远的位置之后再次返回到原点0的闭合曲线的轨迹。此外，如果在IQ坐标平面上分别描绘多路径信号的相关值P中的超前、滞后相关值P，则就为图14和图15所示的那样。图14示出了多路径信号的相关值，图15是在IQ坐标平面上描绘了图14中的各码相位的相关值的图。在图15中，将从原点0指向超前相关值Pe的位置的位置矢量作为“超前相关矢量”，指向滞后相关值Pi的位置的位置矢量作为“滞后相关矢量”。并且，将该超前相关矢量与滞后相关矢量所成的角度θ定义为“矢量角”。此外，由于相关值Pl、Pe相等，因而IQ坐标平面上的超前相关矢量与滞后相关矢量的大小相等。图16是示出在使多路径的影响从“有”的状态变化为“无”的状态时的、矢量角θ 与码相位误差ERR的关系的图。在图16中，将横轴作为通用的时刻，实线表示矢量角θ的时间变化，虚线表示码相位误差ERR的时间变化。在多路径的影响为“无”的状态下，接收信号仅为直接波信号。在这种情况下，码相位误差ERR为零，矢量角θ为一定值(在理论上来说为零)。这是因为，如图11所示，直接波信号的相关值P在IQ坐标平面上以描绘大致直线状的轨迹的方式分布。在理论上，由于直接波信号的超前相关值与滞后相关值相等，因而矢量角θ为零，但实际上，由于一面以规定的相位幅度移相，一面进行相关运算，因而是根据硬件的性能而确定的值。另一方面，在多路径的影响为“有”的状态下，接收信号为多路径信号，码相位误差 ERR和矢量角θ都随时间的推移而变动。该矢量角θ的变化能够以sin波进行近似，其振幅由直接波信号与间接波信号的信号强度关系或者载波频率差确定。此外，在多路径的影响为“有”的状态下，在矢量角θ与码相位误差ERR之间具有如下这样的变化码相位误差 ERR越大，矢量角θ越接近于多路径的影响为“无”的状态(接近于零的一定值)；相反，码相位误差ERR越小，矢量角θ越大。
根据这种PE值和矢量角θ分别与码相位误差ERR的关系，按如下方式判定接收信号是否为多路径信号。即，如图17所示，对PE值和矢量角θ规定判定范围。图17是在使多路径的影响从“无”的状态变化为“有”的状态时的、码相位误差ERR、PE值以及矢量角 θ各时间变化的图，将横轴作为通用的时间轴，虚线表示码相位误差ERR的时间变化，实线表示PE值的时间变化，点划线表示矢量角θ的时间变化。如图17所示那样，对PE值规定判定范围B、C。该判定范围B、C是中心值相同的范围，该中心值与接收信号仅由直接波信号构成时的PE值(即，对应于直接波信号所含有的C/A码的规定值)相等。此外，判定范围C的宽度规定得比判定范围B的宽度大。然而，直接波信号的PE值随该直接波信号所含有的GPS卫星信号的C/A码的不同而不同。因此，判定范围B、C的中心值是随捕获对象的GPS卫星的不同而不同的值。此外， 对矢量角θ规定判定范围Α。该判定范围A的中心值与接收信号由直接波信号构成时的矢量角θ的值相等。于是，如果满足“条件A :ΡΕ值为判定范围B以外且矢量角θ为判定范围A以外” 或者“条件B :ΡΕ值为判定范围C以外”中的至少一个条件，则就判定接收信号为多路径信号；如果全都不满足，则就判定为不是多路径信号。这是根据如下理由在多路径的影响为“无”的状态下，PE值为对应于捕获对象卫星的一定值。此外， 矢量角θ为一定值(理论上为零)。也就是说，“条件Α”和“条件B”都不满足，判定为不是多路径信号。另一方面，在多路径的影响为“有”的状态下，PE值进行与码相位误差ERR大致一致的变化。此外，矢量角θ的绝对值按如下方式变化随着码相位误差ERR的绝对值的变大而变小，同时随着码相位误差ERR的绝对值的变小而变大。也就是说，根据码相位误差 ERR与失量角θ的关系，即使是多路径信号，有时也不满足“条件Α”。例如，在图17中，时刻tl、t3、t5各自附近的期间为不满足条件“A”、但码相位误差ERR的绝对值是较大的期间。 因此，根据条件“B”，不论矢量角θ的值如何，在PE值某种程度大的情况下，判定为是多路径信号。1-2.接收信号的可靠度判定接下来，将说明接收信号的可靠度判定方法。所谓“接收信号的可靠度”，是指容许将GPS卫星信号的接收信号用于位置算出的程度。也就是说，就是接收信号的可靠度越高， 容许将该接收信号用于位置算出的程度也越高。可以说，码相位误差ERR的变化幅度(变化的振幅)越小，通过码相位误差的校正，越容易接近于真正的码相位，因而可以说，接收信号的可靠度越高。在本实施方式中，作为多路径信号中所含有的间接波相对于直接波的延迟距离的指标值而定义称作“ APL值” 的指标值，使用该APL值来判定接收信号的可靠度。APL值使用称作PL值的指标值来算出。下面，将说明"APL值”的算出方法。(I)APL值的算出图18是PL值的算出方法的说明图，示出了接收信号的相关结果的一个示例。在图18中，使用正常相关值Pp与比正常相位滞后了 M码片的相位上的相关值Pb，并按照下式 (2)来算出PL值PL = Pb/Pp — (2)
其中，“M”为满足“1<=M< 2”的值，例如，如图18所示，能够设定为“M= 1.4”。 也就是说，PL值表示比正常相位滞后了规定相位的相位上的相关值1 与正常相关值Pp的比值。本申请发明人进行了实验，结果可知，与比正常相位滞后不到1码片的相位或者滞后了 2码片以上的相位相比，在滞后了 1码片以上且不到2码片的相位中，间接波信号的影响表现得较大，相关值的绝对值具有变大的倾向。因此，在本实施方式中，确定使用滞后了作为规定相位“1码片以上不到2码片”的相位(1彡M < 2)的相关值来算出PL值。图19 图22是用于说明PL值所表示的意义的说明图。图19示出了从GPS卫星发出的GPS卫星信号被建筑物反射之后到达GPS接收机，接收有GPS卫星信号的信号为多路径信号的情况。首先，着眼于直接波信号与间接波信号为相互加强的增强性干涉的情况。在图19中，将多路径信号中所含有的间接波信号相对于直接波信号的延迟距离设为 “ Δ Li”来说明。图20是示出图19的多路径信号的相关结果的一个示例的图，示出了直接波信号、 间接波信号以及合成波信号的各相关值的曲线图。在图20中，如果使用正常相关值Ppl与比正常相位滞后了 Μ(= 1.4)码片的相位上的相关值Pbl来算出PL值，则就为PLl = I^bl/ Ppl。图21与图19同样，示出了从GPS卫星发出的GPS卫星信号被建筑物反射之后到达GPS接收机，GPS卫星信号的接收信号为多路径信号的情况。在这里，也着眼于直接波信号与间接波信号为相互加强的增强性干涉的情况来说明。在图21中，与图19相比，从GPS 卫星发出的GPS卫星信号被建筑物反射之后直到到达GPS接收机为止的时间(传播时间) 变长。据此，延迟距离“AL2”比图19的延迟距离“AL1”长(AL2> Δ Li)。图22是示出图21的多路径信号的相关结果的图，示出了直接波信号、间接波信号以及合成波信号的各相关值的曲线图。在图22中，如果使用正常相关值Ρρ2与比正常相位滞后了 M( = 1.4)码片的相位上的相关值PId2来算出PL值，则就为PL2 = Pb2/Pp20间接波信号的峰相位比直接波信号的峰相位滞后。此外，由于AL2 > Δ Li，因而图22中的间接波信号的峰相位的滞后比图20中的间接波信号的峰相位的滞后大。因此， 在图22中，在与正常相位相隔M( = 1.4)码片的相位上的间接波信号的影响比图20的情况大，相关值的大小比相关值Pbl大。据此，如果比较I^bl与Ppl的比值和PId2与Ρρ2的比值，则PM与Ρρ2的比值大。 也就是说，根据式⑵的PL值的定义，PL2 >PL1。因而，如果Δ L2 > Δ Li，则PL2 > PL1， 进而延迟距离AL越大，PL值越大的关系成立。也就是说，可以预想，延迟距离AL与PL值之间具有正的相关性。为了证明上述的相关关系，对干涉种类为增强性干涉的情况与削弱性干涉的情况分别考察了延迟距离AL与PL值的关系。图23是干涉的种类为增强性干涉的情况的考察结果，图M是干涉的种类为削弱性干涉的情况的考察结果。对于各情况，分别使延迟距离从ALl慢慢地延长到AL4，绘制了各延迟距离AL上的相关值的曲线图。在各图中，(1) 表示延迟距离为ALl的情况，⑵表示延迟距离为八L2的情况，(3)表示延迟距离为AL3 的情况，⑷表示延迟距离为AL4的情况。此夕卜，图23和图M中的延迟距离AL(AL1 AL4)与图19 图22中的延迟距离AL(AL1禾Π AL2)图示上没有关系。
在干涉种类为增强性干涉的情况下，直接波信号与间接波信号是相互加强的关系。因而，如图23所示，合成波信号的相关值表示为直接波信号的相关值与间接波信号的相关值之和。可以知道，随着延迟距离AL的变长，在从正常相位滞后了 M(= 1.4)码片的相位上的间接波信号的影响变大。具体而言，最初几乎为零的相关值1 随着延迟距离AL 的变长，开始向顶点攀登相对于间接波信号的相关值的峰。由此，相关值1 与正常相关值 Pp的比值慢慢地增加，PL值将增加下去。因而可知，在增强性干涉的情况下，延迟距离八L 与PL值具有正的相关性。其次，在干涉种类为削弱性干涉的情况下，直接波信号与间接波信号是相互消弱的关系。因而，如图M所示，合成波信号的相关值表示为直接波信号的相关值与间接波信号的相关值之差。在削弱性干涉的情况下，也是随延迟距离AL的延长，相关值1 开始向顶点攀登相对于间接波信号的相关值的峰，相关值1 与正常相关值Pp的比值也慢慢地增加，PL值将增加下去。因而可知，在削弱性干涉的情况下，延迟距离AL与PL值也具有正的相关性。接下来，将说明PL值与码相位误差ERR的关系。图25是示出在使多路径的影响从“无”的状态变化为“有”的状态而进行模拟实验时的、接收信号的PL值与码相位误差ERR 的关系的图。在图25中，将横轴作为通用的时间轴，实线表示PL值的时间变化，虚线表示码相位误差ERR的时间变化。观察该图可知，在多路径的影响为“无”的状态下，GPS接收机中的接收信号仅由直接波信号形成。在这种情况下，码相位误差ERR几乎为零，PL值也为接近于零的规定值。 这是因为，如图18所示，在接收信号仅由直接波信号形成时，与正常相位相隔1码片以上的相位上的相关值几乎为零，在式O)的PL值的定义式中“Pb— O ”。将该多路径的影响为 “无”的状态、即间接波信号不存在时的PL值定义为“PL偏移值”，记作“PL。ffset。”该PL偏移值“PL。ffsrt，，将在以后用于算出称作“ Δ PL值”的指标值。由于相关值的三角形的倾斜程度随GPS卫星信号的PRN码的不同而不同，因而PL 偏移值在每颗GPS卫星上都不同。此外，由于相关值的三角形的高度随GPS卫星信号的信号强度的不同而不同，因而PL偏移值“PL。ffset”随GPS卫星信号的信号强度的不同也变化。 即，PL偏移值“PL。ffset”是依存于GPS卫星的编号(PRN编号)以及GPS卫星信号的信号强度的值。另一方面，在多路径的影响为“有“的状态下，接收信号成为间接波信号重叠在直接波信号上的多路径信号。在这种情况下，码相位误差ERR以及PL值都随时间的推移而变化。该PL值的变动能够以sin波进行近似，其振幅由直接波信号与间接波信号的信号强度或者传送距离的差来确定。此外，由图25可知，PL值与码相位误差ERR进行几乎相反的时间变化。也就是说， 如果码相位误差ERR增加，则PL值就将减少；相反，如果码相位误差ERR减少，则PL值就将增力卩。如前所述，在直接波信号与间接波信号的干涉的种类为增强性干涉的情况下，码相位误差ERR为正值；在为削弱性干涉的情况下，则码相位误差ERR为负值。此外，根据式0)， PL值算出为大于等于零的值(PL ≥0)。于是，在为增强性干涉时，PL值向减少的方向变化； 在为削弱性干涉时，PL值向增加的方向变化。这样，PL值随直接波信号与间接波信号的干涉种类(增强性干涉/削弱性干涉)的不同，增减的方向变化。另一方面，接收信号的信号强度时时刻刻在变化着，PL值根据直接波信号与间接波信号的信号强度关系，增减的大小(总体大小)变化。因此，即使观测到了 PL值的变化，其变化是起因于直接波信号与间接波信号的干涉种类的不同，还是起因于信号强度的变化，无法进行区别。于是，在本实施方式中，将从PL值减去了 PL偏移值“PL。ffset”的值定义为” APL值 “，使用该ΔPL值来进行接收信号的可靠度判定。S卩，按照“APL = PL_PL。ffset”的算出式来算出APL值。在图25的PL值的增减变化中，当PL值向增加的方向变化并大于PL偏移值 "PLoffset" (PL > PLoffset), PJ APL值为正值(APL>0)。与其相反，当PL值向减少的方向变化并小于PL偏移值"PLoffset" (PL < PLoffset)时，则Δ PL值为负值(Δ PL < 0)。Δ PL值是多路径信号中所含有的间接波相对于直接波的延迟距离的指标值的一种。(2)可靠度判定具有延迟距离AL越长，APL值的总体大小越大的倾向。此外，如果着眼于延迟距离Δ L与码相位误差ERR的关系，则具有延迟距离Δ L越长，码相位误差ERR的变化振幅越小的倾向。根据这一点，可以说，ΔPL值的总体大小越大，码相位误差ERR的变化振幅越小。码相位误差ERR的变化振幅小意味着易于使码相位接近于真值。所以，可以说，APL值越是总体上较大的值，则码相位误差ERR的变化振幅越小，接收信号的可靠度越高。于是，在本实施方式中，对APL值进行阈值判定，将接收信号的可靠度分为“高” 和“低”中的任意一种。即，判定APL值是规定的可靠度判定用阈值以上(或者超过可靠度判定用阈值)，还是不到可靠度判定用阈值(或者可靠度判定用阈值以下)。然后，在前者的情况下，将接收信号的可靠度判定为“高”；在后者的情况下，将接收信号的可靠度判定为“低”。图沈是示出测量了 APL值的变化趋势的实验结果的一个示例的曲线图。着眼于某一 GPS卫星，进行了使延迟距离AL以每0. 1码片从0. 1码片变化至1. 0码片来研究各延迟距离AL上的APL值的实验。在这里，描绘了使直接波信号与间接波信号的相位差以 10秒一周地从0°变化至360°时的APL值的时间变化。在图沈中，横轴表示相位差(时间)，纵轴表示Δ PL值。观察图沈可知，APL值随相位差的不同而上下振动，不论延迟距离AL如何，增减的变化趋势都相同。具有特征性的是，ΔPL值在整体上为偏移的值。具有延迟距离AL 越长，APL值总体上越大的倾向。图27是示出对每颗GPS卫星测量了 Δ PL值的变化趋势的实验结果的一个示例的曲线图。进行了固定延迟距离AL而研究每颗GPS卫星的APL值的变化趋势的实验。在该实验中，抽出了 PRN编号为“17”、“沈”、“28”三个GPS卫星而研究了 APL值。在该实验中，也描绘了使直接波信号与间接波信号的相位差以10秒一周地从0°变化至360°时的 APL值的时间变化。在图27中，横轴表示相位差(时间)，纵轴表示APL值。观察该图可知，Δ PL值的增减的变化趋势是不管哪一个GPS卫星都相同。但是， 也可以知道，随GPS卫星的不同，APL值的增减变化的振幅不同。也就是说，APL值的增减定时对于各GPS卫星都几乎相同，但其增减变化的振幅每颗GPS卫星都不同。于是，对所有 GPS卫星进行了研究ΔPL值的增减变化的实验，结果可知，APL值的增减变化的振幅可以大致分为三组。
图观 图30是示出根据其增减变化的振幅不同将对各GPS卫星测量的APL值分组后的结果的图。将Δ PL值的振幅大的卫星组作为“第一卫星组(APL值的振幅大)”， 将APL值的振幅为中等程度的卫星组作为“第二卫星组(APL值的振幅中等)”，将APL 值的振幅小的卫星组作为“第三卫星组(APL值的振幅小)”，将各卫星组的结果显示在图观 图30中。在这些图中，横轴表示相位差(时间)，纵轴表示Δ PL值。观察这些图可知，Δ PL值从最大值到最小值的增减变化的幅度(振幅的2倍)在图28的第一卫星组中大约为“35”。此外，在图四的第二卫星组中大约为“25 35”，在图 30的第三卫星组中大约为“20以下”。由这些结果可知，在卫星组间APL值的增减变化的振幅不同。本申请发明人考察了得到这样的结果的理由。C/A码是每颗GPS卫星(PRN编号)固有的码。也就是说，虽然C/A码由1023个码片组成，但各码片的值(以下称作“码片值”)的变化类型每颗GPS卫星(PRN编号)都不同。本申请发明人推测了该各C/A码的码片值的变化类型是否与APL值的增减变化的振幅相关联。于是，试研究了 C/A码的码片值的变化类型。图31是示出了研究了 C/A码的码片值的变化类型的实验结果的一个示例的图。在图31中，横轴表示从“1”到“32”的PRN编号。此外，纵轴对该PRN编号的C/A码示出了相同码片值连续了三次以上的次数(以下仅称作“连续次数”)“S”。观察该曲线图可知，连续次数“S”虽然每个PRN编号各不同，但大体上可以分为“S > 255”的组、“S = 254或者 255”的组和“S < 254”的组。具体而言，PRN编号{7，10，15，17，18，21，24，30}属于 “S > 255” 的组，PRN 编号 {1,2,3,5,9,11，12，13，14，20，23，25，26，27，29，31，32}属于“S = 254 或者 255” 的组，PRN 编号{4,6,8,16,19,22,28}属于“S < 254”的组。比较根据该连续次数分类的三个组与图观 图30所示的第一至第三卫星组可知，除了 PRN编号“8”和“24”以外都是相同的分类。 根据这一点，可以预测，C/A码的相同码片值的连续次数与APL值的增减变化的振幅之间具有关联性。图32是对上述的关联性的考察结果的说明图。本申请发明人认为C/A码的相同码片值的连续次数对接收C/A码与复制C/A码的相关运算是起作用的，得到了以下结论。在图32中，说明进行接收C/A码与PRN编号以及码相位完全一致的复制C/A码的相关运算的情况。最上段表示复制C/A码，第二段表示接收C/A码。GPS接收机在进行GPS卫星信号的信号处理时，一般是在接收电路内的前段部分使接收信号通过滤波器，进而使高频信号衰减。由于该滤波器的作用，接收C/A码的形状不是如最上段的复制C/A码这样的理想的脉冲波形，成为如第二段所示这样的倒角的变钝的形状。在这种情况下，如果进行接收C/A码与复制C/A码的相关运算，则将发生相关功率的损失。在进行相关运算时，例如如图33所示，对接收C/A码和复制C/A码分别以C/A码的码片周期的1/η(η为大于等于2的整数)的采样间隔进行采样。也就是说，对C/A码的码长1023码片以1码片的1/η的间隔(1/η码片间隔)进行采样。在图33中，用向下的箭头表示采样定时。然后，对各采样定时，对接收C/A码的采样值与复制C/A码的采样值进行乘法运算，通过将这些乘法运算结果合计，算出相关值。如果接收C/A码的相位与复制C/A码的相位完全地一致，则通过接收C/A码的采样值(1或者-1)与复制C/A码的采样值(1或者-1)的乘法运算，各采样定时上的乘法运算结果就应该是“1 = 1X1或者(-l)X(-l)”。但是，由于接收C/A码的形状变钝，因而在变钝部分的采样定时中，乘法运算结果有时不是“1”。由于这种相关功率的损失，最终得到的相关值可能比理想值小。相关功率的损失发生在码片值从“0”上升到“1”的部分与从“1”下降到“0”的部分上。在这种情况下，如果相同码片值的连续次数“S”多，则相关功率的损失就会相应地减少。例如，在图32中，在连续次数为“1次”的码片部分中，由于在该码片的两侧部分上发生相关功率的损失，因而在该码片部分上的相关功率的损失就增大。与其相对，在连续次数为 “2次”的码片部分中，虽然在连续的2码片的两侧部分上发生相关功率的损失，但是在中心部分上没有发生相关功率的损失。并且，在连续次数为“3次”的码片部分中，在连续的3码片中的正中间的码片中完全没有发生相关功率的损失。图34是示出上述的相关功率的损失与相关值的形状的关系的图。如果相关功率的损失增多，则最终所得到的相关值就会相应地减小。因此，与相关功率的损失较少的情况相比，在相关功率的损失多的情况下，相关峰值就会变小。此外，相关损失多时，除了不能够在各采样定时上准确地求出乘法运算结果以外，相位偏移的容许量也会增大。也就是说，即使复制码C/A的相位与接收C/A码的相位稍微有些偏移，在某种程度大范围的采样定时中， 乘法运算结果有时也会具有值。其结果，相关峰的峰的宽度(以峰相位为中心的码相位宽度)具有相关功率的损失越多越变宽的倾向。PL值是比正常相位滞后了规定相位的相位上的相关值1 与正常相关值Pp的比值。因此，正常相关值Pp越小，相关值1 越大，则PL值越大。相关功率的损失越多，正常相关值Pp越小，相关值1 越大，因而PL值越大。因而，可以认为，与相关功率损失少的情况相比，相关功率的损失多的情况的PL值相对地较大。如果PL值变大，则APL值也具有变大的倾向。因此，具有相关功率的损失越多， Δ PL值越变大的倾向。△ PL值虽然随直接波信号与间接波信号的相位差的不同而变动，但相关功率的损失越多，APL值的最大值越高，APL值的增减变化的振幅也越大。如前面所述，相关功率的损失多的是C/A码的相同码片值的连续次数少的情况。所以，可以认为，越是C/A码的相同码片值的连续次数少的卫星组，APL值的变化的振幅越大，越是相同码片值的连续次数多的卫星组，Δ PL值的变化的振幅越小。到此为止，考察了卫星组与Δ PL值的增减变化的振幅的关系性。由于每个卫星组 APL值的振幅如此地不同，因而为了在卫星组间区别(差别化)APL值，就必须对每个卫星组设定可靠度判定用阈值。可靠度判定用阈值最好根据对各卫星组观测到的APL值的增减变化的振幅，选择、设定恰当的值。此外，由于Δ PL值进行增减变化，因而在APL值向增加的方向变化的情况与向减少的方向变化的情况下设定不同的阈值是恰当的。例如，如果着眼于APL值的最大值与最小值来考虑就易于明白。在以相同的相位差考虑的情况下，为了在卫星组间区别APL值的最大值，越是ΔPL值的振幅大的卫星组，就必须将阈值设定得越大。与其相对，在以相同的相位差考虑的情况下，为了在卫星组间区别APL值的最小值，越是APL值的振幅大的卫星组，就必须将阈值设定得越小。于是，在本实施方式中，根据直接波信号与间接波信号的干涉种类的不同，对APL值变更阈值条件。这是因为随干涉种类不同，APL值的增减方向也变化。在干涉种类为增强性干涉的情况下，APL值向减少的方向变化。与其相反，在干涉种类为削弱性干涉的情况下，APL值向增加的方向变化。在本实施方式中，使用从式(1)的PE值减去了 PE偏移值后的称作“ΔΡΕ值”的指标值来检测直接波信号与间接波信号的干涉种类。S卩，按照“ ΔΡΕ = PE-PEoffset"的算出式来算出ΔΡΕ值。在这里省略图示以及详细的说明，只是在干涉的种类为增强性干涉时， Δ PE值为正值。与其相反，在干涉的种类为削弱性干涉时，Δ PE值为负值。如果概括以上几点，则ΔΡΕ值为正时(ΔΡΕ彡0)，干涉的种类为增强性干涉，APL 值向减少的方向变化。因此，越是APL值的变化振幅大的卫星组，就将可靠度判定用阈值设定得越小(第一阈值条件)。这相当于以APL值的变化振幅与可靠度判定用阈值具有负相关性的方式预先确定干涉种类为增强性干涉时的阈值条件(第一阈值条件)。与其相反，Δ PE值为负时(ΔΡΕ<0)，干涉的种类为削弱性干涉，APL值向增加的方向变化。因此，越是ΔPL值的变化振幅大的卫星组，就将可靠度判定用阈值设定得越大(第二阈值条件)。这相当于以APL值的变化振幅与可靠度判定用阈值具有正相关性的方式预先确定干涉种类为削弱性干涉时的阈值条件(第二阈值条件)。1-3.码相位误差的算出接下来，将说明码相位的算出方法。Δ PL值越大，接收信号的可靠度越高，而接收信号的可靠度越高，码相位误差ERR的变化振幅越小。也就是说，接收信号的可靠度与码相位误差ERR的振幅大小具有关系。此外，在直接波信号与间接波信号为相互加强的情况下 (增强性干涉)，码相位误差ERR为正值；在直接波信号与间接波信号为相互消弱的情况下 (削弱性干涉)，码相位误差ERR为负值。也就是说，直接波信号与间接波信号的干涉种类与码相位误差ERR的正负符号具有关系。本申请发明人根据这些见解，判断出根据(a)直接波信号与间接波信号的干涉种类、(b)接收信号的可靠度这两个要素，分别改变算出方法来算出码相位误差ERR是恰当的。(a)直接波信号与间接波信号的干涉种类能够根据ΔΡΕ值来判定，(b)接收信号的可靠度能够根据APL值来判定。更具体而言，对㈧ΔΡΕ值的符号“正”&接收信号的可靠度“高”、⑶ΔΡΕ值的符号“正”&接收信号的可靠度“低”、(C) ΔΡΕ值的符号“负”&接收信号的可靠度“高”、⑶ ΔPE值的符号“负”&接收信号的可靠度“低”这四种类型，分别准备用于算出码相位误差 ERR的模型公式。例如，准备下式(3) (6)这样的误差模型公式ERR = al · Δ PE+bl ( Δ PE彡0且接收信号的可靠度高)…(3)ERR = a2· Δ PE+b2 ( Δ PE彡0且接收信号的可靠度低)…ERR = a3· Δ PE+b3 ( Δ PE < 0且接收信号的可靠度高)…(5)ERR = a4· Δ PE+b4 ( Δ PE < 0且接收信号的可靠度低)…(6)其中，“al” “a4”、“bl” “b4”是对应于各误差模型公式的系数。这些误差模型公式能够通过对ΔPE值和码相位误差ERR的样品数据应用例如最小二乘法等来预先求出ο然后，根据Δ PE值的正负和接收信号的可靠度，择一性地选择误差模型公式来算出码相位误差ERR。S卩，通过将ΔΡΕ值代入到所选择的误差模型公式来算出码相位误差
17ERR。如果已经算出了码相位误差ERR，则就从通过相关运算取得的码相位减去码相位误差 ERR来校正码相位误差ERR。这样算出的码相位是误差被校正过的准确性高的码相位。因而，通过使用该码相位来算出GPS卫星与GPS接收机之间的伪距，并用于位置算出计算，从而能够使位置算出的准确性提高。2.实验结果图35至图37是示出按照上述的原理算出了码相位误差ERR的实验结果的一个示例的图。对在原理中说明过的第一至第三卫星组分别进行了实验。图35示出了对第一卫星组算出的码相位误差ERR，图36示出了对第二卫星组算出的码相位误差ERR，图37示出了对第三卫星组算出的码相位误差ERR。使延迟距离Δ L以每0.1码片从“0.2码片”变化到“1.0码片”，观测了各延迟距离Δ L上的码相位误差ERR的变化。码相位误差ERR的真值用三角形的图来表示，算出的码相位误差ERR的推测值用矩形的图来表示。观察这些图可知，在延迟距离Δ L为“0.2码片”时，推测值对真值的追随性并不那么好，但如果延迟距离Δ L为“0.3码片以上”，则推测值对真值的追随性就变得良好了。尤其是，对于各卫星组，在延迟距离Δ L为“ 1. 0码片”时，推测值与真实值几乎一致，得到了非常良好的结果。在像城市峡谷环境这样周围被高层楼房等高的建筑物包围的环境中，延迟距离AL具有变长的趋势。因此，可以知道，本实施方式的码相位误差算出方法在多路径环境中是有用的。3.实施例接下来，将说明按照上述的原理而进行多路径信号的判定、接收信号的可靠度判定以及码相位误差的算出进而算出位置的位置算出装置的实施例。在这里，将举例说明作为具备位置算出装置的电子设备的一种的便携式电话机。31.便携式电话机的功能构成图38是示出本实施例中的便携式电话机1的功能构成的一个示例的框图。便携式电话机1被构成为具备GPS天线5、GPS接收部10、主机处理部30、操作部40、显示部50、 便携式电话用天线60、便携式电话用无线通信电路部70、存储部80以及时钟部90。GPS天线5是接收包括由GPS卫星发送的GPS卫星信号在内的RF (Radio Frequency 射频)信号的天线，并将接收信号输出至GPS接收部10。GPS接收部10是根据由GPS天线5输出的信号来测量便携式电话机1的位置的位置算出电路或者位置算出装置，是相当于所谓的GPS接收装置的功能块。GPS接收部10被构成为具备RF接收电路部11和基带处理电路部20。此外，RF接收电路部11和基带处理电路部20既能够分别制造为不同的LSI (Large Scale Integration 大规模集成电路)，也能够制造为一个芯片。RF接收电路部11是RF信号的接收电路。例如，可以构成用A/D转换器将由GPS 天线5输出的RF信号转换为数字信号，进而处理数字信号的接收电路，作为电路构成。此外，也可以构成为对由GPS天线5输出的RF信号直接以模拟信号进行信号处理，最后通过进行A/D转换，再将数字信号输出至基带处理电路部20。在后者的情况下，例如，能够按如下方式构成RF接收电路部11。S卩，通过将规定的振荡信号分频或者倍增，从而生成RF信号乘法运算用的振荡信号。然后，通过将生成的振荡信号与由GPS天线5输出的RF信号进行乘法运算，从而将RF信号降频转换为中间频率的信号(以下，称作“ IFantermediate Frequency)信号”)，在将IF信号放大等之后，再用 A/D转换器转换为数字信号，并输出至基带处理电路部20。基带处理电路部20是如下这样的处理电路块，即，对由RF接收电路部11输出的接收信号进行相关处理等，进而捕获GPS卫星信号，根据从GPS卫星信号中提取的卫星轨道数据和时刻数据等，进行规定的位置算出计算，进而算出便携式电话机1的位置(位置坐标)°在本实施方式中，基带处理电路部20作为进行接收有GPS卫星信号的接收信号与复制码的相关运算的相关运算部、根据从相关运算部输出的相关值而按照规定的判定基准判定接收信号的可靠度的判定部和根据GPS卫星不同变更该判定基准的变更部而起作用。 基带处理电路部20也可以说是接收信号可靠度判定装置。主机处理部30是按照存储在存储部80中的系统程序等各种程序而集中控制便携式电话机1的各部的处理器。主机处理部30以从基带处理电路部20取得的位置坐标为依据，使指示了当前位置的地图显示在显示部50上，或者将该位置坐标应用于各种应用处理中。操作部40是由例如触摸面板和按钮开关等构成的输入装置，并将被按下的键或者按钮的信号输出至主机处理部30。通过该操作部40的操作，从而进行通话要求、邮件接发要求、位置算出要求等各种指示输入。显示部50由LCD (Liquid Crystal Display :液晶显示器)等构成，是进行基于由主机处理部30输入的显示信号的各种显示的显示装置。在显示部50上，显示有位置显示画面和时刻信息等。便携式电话用天线60是在与便携式电话机1的通信服务商所设置的无线基站之间进行便携式电话用无线信号的接发的天线。便携式电话用无线通信电路部70是由RF转换电路、基带处理电路等构成的便携式电话的通信电路部，其通过进行便携式电话用无线信号的调制、解调等来实现通话和邮件的接发等。存储部80是存储主机处理部30用于控制便携式电话机1的系统程序和用于执行各种应用处理的各种程序、数据等的存储装置。时钟部90是便携式电话机1的内部时钟，被构成为具备晶体振荡器等振荡电路。 时钟部90的计时时刻被随时输出到基带处理电路部20以及主机处理部30。32.基带处理电路部的电路构成图39是示出基带处理电路部20的电路构成的一个示例的图，是以本实施例的电路块为中心而记载的图。基带处理电路部20被构成为具备例如乘法运算部21、载波去除用信号发生部22、相关运算部23、复制码发生部对、处理部25以及存储部27。乘法运算部21是通过将由载波去除用信号发生部22所生成、产生的载波去除用信号与作为I相和Q相的接收信号的接收IQ信号进行乘法运算，进而从接收IQ信号中去除载波的电路部，具有乘法运算器等而构成。关于进行接收信号的IQ成分的分离(IQ分离)的电路块省略图示，但是，例如在 RF接收电路部11中将接收信号降频转换为IF信号时，最好通过将相位相差90度的局部振荡信号与接收信号进行乘法运算来进行IQ分离。此外，在由RF接收电路部11输出的信号为IF信号时，可以生成IF频率的载波去除用信号。这样，在RF接收电路部11将接收信号降频转换为IF信号时，实际上也能够同样地应用本实施方式。载波去除用信号发生部22是生成与GPS卫星信号的载波信号的频率相同的频率的载波去除用信号的电路，被构成为具有载波NCCKNumerical Controlled Oscillator 数控振荡器)等振荡器。接收IQ信号为IF信号时，生成IF频率的信号。载波去除用信号发生部22生成相对于I相的接收信号的I相载波去除用信号与相对于Q相的接收信号的Q 相载波去除用信号，然后分别输出至乘法运算部21。Q相载波去除用信号是与I相载波去除用信号相位相差90度的信号。通过在乘法运算部21使由载波去除用信号发生部22产生的载波去除用信号与接收IQ信号进行乘法运算，从而进行接收IQ信号的解调(检波)，进而生成并输出载波被去除后的接收码信号。即，在乘法运算部21中，通过将I相的载波去除用信号与I相的接收信号进行乘法运算来生成I相的接收码信号，同时通过将Q相的载波去除用信号与Q相的接收信号进行乘法运算来生成Q相的接收码信号。乘法运算部21和载波去除用信号发生部22也可以说是解调部(检波部)。相关运算部23是进行从乘法运算部21输出的I相和Q相的接收码信号与由复制码发生部M生成、产生的复制C/A码的相关运算的电路部，被构成为具有多个相关器 (correlator)等。相关运算部23对I相和Q相的接收码信号分别进行与由复制码发生部 24所生成的三种复制C/A码的相关运算，进而得到超前、正常、滞后三种相关值。复制码发生部M是生成、产生作为模拟了 C/A码的复制码的复制C/A码的电路部，被构成为具有码NCO等振荡器。复制码发生部M根据由处理部25指示的PRN编号(卫星编号)，生成、产生超前、正常、滞后三种复制C/A码，然后输出至相关运算部23。处理部25是集中控制基带处理电路部20的各功能部的控制装置和运算装置，被构成为具有CPU (Central Processing Unit:中央处理器)等处理器。处理部25具有卫星信号捕获部251和位置算出部253，作为主要的功能部。卫星信号捕获部251对从相关运算部23输出的频率方向以及相位方向的相关运算结果进行峰判定，将接收信号的频率(接收频率)和接收到的C/A码的相位(码相位) 作为测量信息而检测。测量信息主要被用于位置算出等。位置算出部253使用由卫星信号捕获部251对各捕获卫星检测、取得的测量信息， 进行利用了伪距的公知的位置算出计算来算出便携式电话机1的位置。然后将算出的位置输出至主机处理部30。 存储部27由ROM (Read Only Memory 只读存储器)或者Flash-ROM (闪速只读存储器)、RAM (Random Access Memory 随机存取存储器)等存储装置(存储器)构成，存储有基带处理电路部20的系统程序和用于实现卫星信号捕获功能、位置算出功能等各种功能的各种程序、数据等。此外，具有暂时存储各种处理的处理中数据、处理结果等的工作区域。 如图39所示，作为程序，存储部27存储有由处理部25读取、作为基带处理(参照图46)而被执行的基带处理程序271。基带处理程序271包括多路径信号判定程序2711、 多路径信号可靠度判定程序2713、码相位误差算出程序2715作为子程序。
此外，作为数据，在存储部27中存储有卫星轨道数据272、flag判定范围表273、 偏移值表274、卫星组表275、可靠度判定用阈值表276、码相位误差模型公式表277以及捕获对象卫星各自的数据库278。卫星轨道数据272是存储了所有GPS卫星的卫星轨道信息概况的历书(almanac) 和对各GPS卫星分别存储了详细的卫星轨道信息的星历(印hemeris)等数据。该卫星轨道数据272除了通过对从GPS卫星接收到的GPS卫星信号进行解码而取得之外，例如，还从便携式电话机1的基站或者辅助服务器作为辅助数据而取得。图40是示出flag判定范围表273的表构成的一个示例的图。与各GPS卫星相对应，在flag判定范围表273中相对应地存储判定范围A C各中心值和以该中心值为基准的向正方向和负方向的各宽度。该flag判定范围表273用于在多路径信号判定处理中，判定作为判定对象的接收信号是否为多路径信号。图41是示出偏移值表274的数据构成的一个示例的图。在偏移值表274中，与各 GPS卫星2741对应，按照接收有GPS卫星信号的信号的信号强度2743，存储有PE偏移值 2745和PL偏移值2747。这些偏移值被用于算出Δ PE值和Δ PL值。图42是示出卫星组表275的表格构成的一个示例的图。在卫星组表275中对应地存储卫星组2751和属于该卫星组的GPS卫星的卫星编号2753。该卫星组表275用于判定捕获对象卫星属于哪一个卫星组。图43是示出可靠度判定用阈值表276的表格构成的一个示例的图。在可靠度判定用阈值表276中对应地存储卫星组2761、Δ PE值彡0时的第一可靠度判定用阈值2763 和ΔΡΕ值< 0时的第二可靠度判定用阈值2765。具体而言，作为卫星组2761，根据APL值的变化振幅不同，规定有第一卫星组、 第二卫星组和第三卫星组。此外，分别在第一卫星组上规定“ θ pl”，在第二卫星组上规定 “ Θρ2”，在第三卫星组上规定“ ΘΡ3”，作为ΔΡΕ值彡0时的第一可靠度判定用阈值2763。 成为ΔΡΕ值> 0的是直接波信号与间接波信号的干涉的种类为增强性干涉的情况，在该情况下，APL值向减少的方向变化。因此，以大小关系为“ θ pl < ΘΡ2< ΘΡ3”的方式规定阈值。此外，分别在第一卫星组上规定“ θ ml”，在第二卫星组上规定“ θ m2”，在第三卫星组上规定“ Θπι3”，作为ΔΡΕ值<0时的第二可靠度判定用阈值2765。成为ΔΡΕ值<0 的是直接波信号与间接波信号的干涉的种类为削弱性干涉的情况，在该情况下，APL值向增加的方向变化。因此，以大小关系为“ θ ml > 0m2> θ m3”的方式规定阈值。图44是示出码相位误差模型公式表277的表构成的一个示例的图。在该码相位误差模型公式表277中对应地存储ΔΡΕ值2771、多路径信号的可靠度2773和码相位误差模型公式2775。根据ΔΡΕ值的正负和多路径信号的可靠度的高低四种组合，规定了四种码相位误差模型公式。图45是示出捕获对象卫星各自的数据库的数据构成的一个示例的图。捕获对象卫星数据库278是累计存储作为关于各捕获对象卫星的数据的捕获对象卫星数据 279(279-1,279-2,279-3,......)的数据库。在捕获对象卫星数据279中存储有关于该捕获对象卫星的识别信息和各种量。具体而言，例如存储有卫星编号2791、该捕获对象卫星所属的卫星组2792、IQ相关值数据2793、测量信息 2794、矢量角 279、PE 值 2796、Δ PE 值 2797、PL 值 2798 以及 APL 值 2799。 该捕获对象卫星数据279在基带处理中将被随时更新。3-3.处理的流程图46是示出基带处理电路部20的处理部25按照存储部27的基带处理程序271 所执行的基带处理的流程的流程图。最初，卫星信号捕获部251进行捕获对象卫星判定处理(步骤Al)。具体而言，在由时钟部90计时的当前时刻上，使用存储部27所存储的卫星轨道数据272来判断位于给定基准位置的天空中的GPS卫星，并确定为捕获对象卫星。例如，在电源接入后进行初次位置算出时，基准位置能够采用通过所谓的服务器辅助而从辅助服务器取得的位置，而在第二次以后进行位置算出时，能够通过采用最新的算出位置等方法进行设定。接下来，卫星信号捕获部251对在步骤Al中判定的各捕获对象卫星分别执行循环 A的处理(步骤A3 Α21)。在循环A的处理中，卫星信号捕获部251试行从该捕获对象卫星发出的GPS卫星信号的捕获(步骤Α5)。即，控制载波去除用信号发生部22和复制码发生部M对从RF接收电路部11输出的接收IQ信号进行载波去除和相关运算。接着，卫星信号捕获部251以从相关运算部23输出的该捕获对象卫星的I相相关值和Q相相关值为依据，算出测量信息，并使其存储在存储部27中(步骤Α7)。S卩，检测相关值取得峰相关值的接收频率和码相位，作为该捕获对象卫星的测量信息。这里作为测量信息而取得的码相位是看作与前面所述的峰相关值一致的正常相位，是可能含有码相位误差ERR的码相位。接下来，卫星信号捕获部251测量从该捕获对象卫星发出的接收信号的信号强度 (步骤Α9)。信号强度能够作为例如C/N(Carrier to Noise ratio 载波噪音比)比来测量。然后，卫星信号捕获部251按照存储部27所存储的多路径信号判定程序2711进行多路径信号判定处理(步骤All)。图47是示出多路径信号判定处理的流程的流程图。首先，卫星信号捕获部251将所有flag Fl flag F3初始设定为“0”(步骤Bi)。 然后，使用从相关运算部23输出的该捕获对象卫星的相关运算结果来算出PE值(步骤 B3)。此外，以从相关运算部23输出的超前相关值和滞后相关值为依据，算出矢量角θ (步骤 Β5)。接下来，卫星信号捕获部251参照存储部27的flag判定范围表273，将算出的PE 值分别与规定的判定范围B、C比较，如果PE值为判定范围B以外(步骤B7 是)，则将flag F2设定为“ 1” (步骤B9)，同时如果为判定范围C以外(步骤Bll ；是)，则就将flag F3设定为“1”(步骤B13)。此外，将算出的矢量角θ与规定的判定范围A比较，如果为判定范围A以外(步骤Β15 ；是)，则就将flag Fl设定为“ 1”(步骤B17)。然后，卫星信号捕获部251以flag Fl flag F3的设定值为依据，判定从该捕获对象卫星发出的接收信号是否为多路径信号。即，如果满足“条件A:flag FU flag F2都为“1””或者“条件B :f lag F3为“ 1””中的至少一个(步骤B19 ；是)，则就判定接收信号为是多路径信号(步骤B21)；如果都不满足(步骤B19 ；否)，则就判定为不是多路径信号 (步骤B2!3)。然后，卫星信号捕获部251就结束多路径信号判定处理。返回至图46的基带处理，在进行了多路径信号判定处理之后，如果已经判定为从该捕获对象卫星发出的接收信号是多路径信号(步骤A13 ；是)，则卫星信号捕获部251就按照存储部27所存储的多路径信号可靠度判定程序2713进行多路径信号可靠度判定处理 (步骤A15)。图48是示出多路径信号可靠度判定处理的流程的流程图。首先，卫星信号捕获部251参照存储部27的偏移值表274，读取对应于该捕获对象卫星的卫星编号2741和在步骤A9中测量过的该捕获对象卫星的信号强度2743的PE偏移值2745 (步骤Cl)。然后，通过从在步骤B3中算出的PE值中减去PE偏移值2745来算出 Δ PE值(步骤C3)。接下来，卫星信号捕获部251参照存储部27的卫星组表275，判定对应于该捕获对象卫星的卫星编号2753的卫星组2751 (步骤⑶)。然后，参照存储部27的可靠度判定用阈值表276，根据所判定的卫星组2751和在步骤C3中算出的Δ PE值，确定可靠度判定用阈值 (步骤C7)。然后，卫星信号捕获部251使用该捕获对象卫星的相关值来算出PL值(步骤C9)。 然后，参照存储部27的偏移值表274，读取对应于该捕获对象卫星的卫星编号2741和在步骤Α9中测量过的该捕获对象卫星的信号强度2743的PE偏移值2747 (步骤Cl 1)。然后，通过从PL值中将PL偏移值2747减去来算出Δ PL值(步骤C13)。接下来，卫星信号捕获部251对在步骤C13中算出的APL值进行使用了在步骤 C7中确定的可靠度判定用阈值的阈值判定，进而判定接收到的多路径信号的可靠度(步骤 C15)。然后，卫星信号捕获部251就结束多路径信号可靠度判定处理。返回至图46的基带处理，在进行了多路径信号可靠度判定处理之后，卫星信号捕获部251按照存储部27所存储的码相位误差算出程序2715进行码相位误差算出处理(步骤 Α17)。图49是示出码相位误差算出处理的流程的流程图。首先，卫星信号捕获部251参照存储部27的码相位误差模型公式表277，选择对应于在步骤C3中算出的ΔΡΕ值2771和在多路径信号可靠度判定处理中判定的多路径信号可靠度2773的码相位误差模型公式2775 (步骤Dl)。接下来，卫星信号捕获部251通过将Δ PE值代入到在步骤Dl中所选择的码相位误差模型公式2775来算出码相位误差ERR(步骤D3)。然后，卫星信号捕获部251就结束码相位误差算出处理。返回至图46的基带处理，在进行了码相位误差算出处理之后，卫星信号捕获部 251通过从在步骤Α7中算出的测量信息中所包括的码相位减去在码相位误差算出处理中算出的码相位误差ERR，进而来校正码相位(步骤Α19)。然后，卫星信号捕获部251向下一个捕获对象卫星转移处理。此外，在步骤Α13中判定为接收信号不是多路径信号时(步骤Α13 ；否)，卫星信号捕获部251向下一个捕获对象卫星转移处理。也就是说，对于接收信号被判定为不是多路径信号的捕获对象卫星，不校正码相位而直接用于位置算出计算。在对所有的捕获对象卫星进行了步骤Α5 Α19的处理之后，卫星信号捕获部251 就结束循环A的处理(步骤Α21)。然后，位置算出部253使用捕获到的各卫星的测量信息而执行位置算出计算(步骤Α2;3)。具体而言，对于接收信号被判定为是多路径信号的捕获卫星，使用在步骤A19中校正过的码相位来算出伪距；对于接收信号被判定为不是多路径信号的捕获卫星，使用在步骤A7中算出的码相位来算出伪距。然后，使用伪距，进行利用了最小二乘法或者卡尔曼滤波器的收敛计算，进而算出便携式电话机1的位置。然后，位置算出部253将所算出的位置作为输出位置而输出至主机处理部30 (步骤A25)。然后，判断是否要结束处理(步骤A27)，如果不结束处理(步骤A27:否)，则就返回至步骤Al。此外，如果要结束(步骤A27:是)，则就结束基带处理。4.作用效果依照本实施方式，进行接收有GPS卫星信号的接收信号与复制码的相关运算。然后，使用通过相关运算求出的峰相位上的峰相关值(第一相关值)与比峰相位滞后了规定相位的相位上的相关值(第二相关值)，算出作为多路径信号中所含有的间接波信号相对于直接波信号的延迟距离的指标值的APL值。然后，将ΔPL值相对于规定的可靠度判定用阈值的高低作为判定基准，进而来判定接收信号的可靠度。此时，根据预先规定的卫星组的不同而变更可靠度判定用阈值。在多路径信号中，由于间接波信号从GPS卫星至GPS接收机的传播距离比直接波信号长，因而其是相对于直接波信号滞后的信号。因此，如果接收信号为多路径信号，则在比峰相位滞后的相位中，间接波信号的影响显现出来，相关值成为某种程度上较大的值。因此，通过算出APL值，就能够判断间接波信号带给直接波信号的影响的程度，进而能够判定接收信号的好坏。此外，间接波信号带给直接波信号的影响的程度可能随GPS卫星的不同而不同。 因此，在本实施方式中，根据在使直接波信号与间接波信号的相位差变化而算出△ PL值时的APL值的增减变化振幅的不同，将GPS卫星分为三个卫星组。并且，对每个卫星组变更了可靠度判定用阈值。由此，便能够更准确地判定接收信号的可靠度。5.变形实例此外，能够适用本发明的实施方式并不限定于上述的实施方式，在不脱离本发明的宗旨的范围内能够恰当地变更，这一点是无需说明的。5-1.接收信号的可靠度的用途在上述的实施方式中判定的接收信号的可靠度的用途并不限于算出码相位误差。 例如，可以根据接收信号的可靠度，判定作为不适于位置算出的卫星的定位不适卫星。例如，将接收信号的可靠度被判定为“低”的GPS卫星判定为定位不适卫星。于是，可以不将从定位不适卫星接收到的GPS卫星信号用于位置算出，而仅利用从未被判定为定位不适卫星的GPS卫星接收到的GPS卫星信号来进行位置算出。在这种情况下，也能够使位置算出的准确性提高。5-2.接收信号的可靠度的设定此外，在上述的实施方式中，说明了根据Δ PL值为可靠度判定用阈值以上还是不到该阈值，将可靠度分为“高”或者“低”的情况，但可以将可靠度划分得更细。由于APL值越大，接收信号的可靠度越高，因而通过预先分段设定可靠度判定用阈值，从而能够实现分段的接收信号可靠度判定。对于这种情况，也是可以预先规定对应于接收信号的可靠度的多种码相位误差模型公式，选择对应于接收信号的可靠度的码相位误差模型公式来算出码相位误差ERR。此
24外，应用如上述那样根据接收信号的可靠度判定定位不适卫星的方法的情况也可以从接收信号的可靠度低的卫星开始依次选择定位不适卫星。5-3.可靠度判定用阈值的设定在上述的实施方式中，说明了对每个卫星组预先规定可靠度判定用阈值的情况， 但是也可以不是对每个卫星组，而是对每个卫星预先规定可靠度判定用阈值。具体而言，在上述的实施方式中，根据APL值的增减变化的振幅的不同，将卫星分为三个卫星组，但严格来说，APL值的增减变化的振幅对于每颗卫星都是不同的。因此， 也能够将各卫星的APL值的增减变化的振幅分得更细，对每个卫星分别设定可靠度判定用阈值来进行接收信号的可靠度判定。此外，分类为卫星组的情况也不一定必须是三个卫星组，卫星组的个数能够恰当地进行设定变更。5-4. PE值和PL值的算出方法在上述的实施方式中说明的PE值和PL值的算出方法也能够按如下方式进行。图 50是变形例中的PE值的算出方法的说明图。在图8中，是使用正常相关值Pp、比正常相位超前了 1码片以上的相位上的相关值1 和比正常相位超前了 N码片的码相位上的相关值 1 来算出PE值的，但也可以不使用相关值Pn而按照下式(7)算出PE值PE = Pp/Pa ... (7)图51是变形例中的PL值的算出方法的说明图。在图18中，是使用正常相关值Pp 和比正常相位滞后了 M码片的相位上的相关值1 来算出PL值的，但也可以并用比正常相位滞后了不到1码片的相位上的相关值Rn，按照下式(8)来算出PL值PL = (Pm-Pb) / (Pp-Pb)…(8)5-5.指标值在上述的实施方式中，将APL值用作多路径信号中所含有的间接波信号相对于直接波信号的延迟距离的指标值，将ΔΡΕ值用作直接波信号与间接波信号的干涉的种类的指标值。但是，实际上，PL值和PE值多数情况也显示出分别与APL值和ΔΡΕ值相同的时间变化。因此，也能够将PL值用作多路径信号中所含有的间接波信号相对于直接波信号的延迟距离的指标值，将PE值用作直接波信号与间接波信号的干涉的种类的指标值。5-6.码相位误差模型公式在上述的实施方式中，说明了用一次函数来近似用于表示ΔΡΕ值与码相位误差 ERR的关系的码相位误差模型公式，但也能够使用2次以上的函数或者指数函数、对数函数等各种函数来近似。5-7.多路径信号的判定上述实施方式的多路径信号判定方法只不过是一个示例，当然也能够适用其他公知的方法。不论采用哪一种方法，通过对被判定为是多路径信号的接收信号应用上述实施方式的接收信号可靠度判定方法和码相位误差算出方法，都能够得到与上述的实施方式同样的效果。此外，多路径信号的判定既可以在判定接收信号的可靠度之前进行，也可以在判定了接收信号的可靠度之后进行。在前者的情况下，首先进行接收信号的多路径判定，在接收信号被判定为是多路径信号时，进行接收信号的可靠度判定。另一方面，在接收信号被判定为不是多路径信号时，不进行接收信号的可靠度判定。
在后者的情况下，首先进行接收信号的可靠度判定，其后，进行接收信号的多路径判定。然后，在接收信号被判定为是多路径信号时，就采用预先算出的可靠度。然后，在接收信号被判定为不是多路径信号时，就不采用，而是删除预先算出的可靠度等。5-8.电子设备在上述的实施例中，说明了将本发明应用于作为电子设备的一种的便携式电话机的情况，但是其他也能够同样地适用于汽车导航装置或者便携式导航装置、个人电脑、 PDA (Personal Digital Assistants 个人数字助理)、手表之类的其他电子设备。5-9.卫星定位系统此外，在上述的实施方式中，说明了作为卫星定位系统而利用了 GPS的情况，但也能够同样地应用于诸如采用了与GPS相同的CDMA方式的GALILEO这样的其他卫星定位系统，这一点是无需说明的。并且，不限于卫星定位系统，也能够应用于发出通过直接频谱扩散方式调制的信号的系统，例如将IEEE 802. Ilb规格的无线LAN的无线信号用作定位用信号的系统。5-10.处理的主体此外，在上述的实施例中，说明了基带处理电路部的处理部进行各种处理的情况， 但也可以由作为电子设备的处理器的主机处理部进行各种处理。此外，可以像多路径信号的判定、接收信号的可靠度判定以及码相位误差算出由基带处理电路部的处理部进行、而位置算出由主机处理部进行这样，用两个处理部来分担处理。
权利要求
1.一种接收信号可靠度判定方法，其特征在于，包括 进行从卫星接收到的接收信号与复制码的相关运算；使用第一相关值和第二相关值，按照规定的判定基准来判定所述接收信号的可靠度， 其中，所述第一相关值是在所述相关运算中求出的峰相位的相关值，所述第二相关值是比所述峰相位滞后了规定相位的相位的相关值；以及根据所述卫星不同而变更所述判定基准。
2.根据权利要求1所述的接收信号可靠度判定方法，其特征在于， 所述判定包括使用所述第一相关值与所述第二相关值，算出所述接收信号中所含有的间接波相对于直接波的延迟距离的指标值；以及将所述指标值满足规定的阈值条件作为所述判定基准来判定所述接收信号的可靠度， 所述变更包括根据所述卫星不同来变更所述阈值条件。
3.根据权利要求2所述的接收信号可靠度判定方法，其特征在于，所述阈值条件是根据使所述直接波与所述间接波的相位差变化来算出所述指标值时的所述指标值的变化趋势而确定的条件。
4.根据权利要求3所述的接收信号可靠度判定方法，其特征在于，根据所述变化趋势对所述卫星所属的每个组确定所述阈值条件。
5.根据权利要求3所述的接收信号可靠度判定方法，其特征在于，确定在所述间接波对所述直接波的干涉的种类为增强性干涉时的第一阈值条件和所述干涉的种类为削弱性干涉时的第二阈值条件，所述判定包括使用所述第一相关值与第三相关值来检测所述干涉的种类，其中，所述第三相关值是比所述峰相位超前了规定相位的相位的相关值；以及按照所述第一阈值条件和所述第二阈值条件中的对应于所述干涉的种类的阈值条件来判定。
6.根据权利要求5所述的接收信号可靠度判定方法，其特征在于，以所述指标值的变化振幅与所述指标值的阈值具有负相关性的方式确定所述第一阈值条件，以所述指标值的变化振幅与所述指标值的阈值具有正相关性的方式确定所述第二阈值条件。
7.一种码相位误差算出方法，包括执行权利要求1所述的接收信号可靠度判定方法；以及使用通过所述接收信号可靠度判定方法所判定的可靠度来算出所述峰相位与真实的码相位的误差。
8.一种接收信号可靠度判定装置，具备运算部，进行从卫星接收到的接收信号与复制码的相关运算； 判定部，使用第一相关值和第二相关值，按照规定的判定基准来判定所述接收信号的可靠度，其中，所述第一相关值是在所述相关运算中求出的峰相位的相关值，所述第二相关值是比所述峰相位滞后了规定相位的相位的相关值；以及变更部，根据所述卫星不同而变更所述判定基准。
全文摘要
本发明提供了接收信号可靠度判定方法、码相位误差算出方法和接收信号可靠度判定装置。该接收信号可靠度判定方法包括进行从卫星接收到的接收信号与复制码的相关运算；使用第一相关值和第二相关值，按照规定的判定基准来判定所述接收信号的可靠度，其中，所述第一相关值是在所述相关运算中求出的峰相位的相关值，所述第二相关值是比所述峰相位滞后了规定相位的相位的相关值；以及根据所述卫星不同而变更所述判定基准。
文档编号G01S19/37GK102565825SQ201110326190
公开日2012年7月11日 申请日期2011年10月24日 优先权日2010年10月25日
发明者佐野史和, 吉冈宏树, 土本和彦 申请人:精工爱普生株式会社