量测交流电压的装置及方法
【专利摘要】一种量测装置，其为电气隔离类型，用以量测电力干线的交流电压（U1），所述量测装置包含：一量测电路（35），其具有一微控制器；一供应电路（33），其至少能够供应电力至该量测电路（35）；以及一变压器（T），其具有由干线之正弦电压（U1）所驱动的、连接至所述电力干线的一一次绕组以及具备一电压（U2）、连接至该量测电路（35）和该供应电路（33）两者的一二次绕组。该供应电路（33）和该量测电路（35）分别包含彼此不同的第一和第二全波整流元件（BRG,BRG’），其中该第二整流元件（BRG’）被设置成使得该变压器（T）之二次绕组上不会产生负载效应，针对该整流元件（BRG’）配置有高阻抗（R’）之负载。
【专利说明】量测交流电压的装置及方法
【技术领域】
[0001]本发明是有关用来量测电力干线之交流电压的装置及与之相关的方法。
【背景技术】
[0002]用来量测具有交流电压的电力干线(electric mains lines)上之电压的装置已是众所周知，在某些应用中，这一类的装置采用量测变压器(measuring transformer)将干线上的交流电压转换成一较低的交流电压，以确保量测工具本身与电力干线之间形成电气隔离(galvanic insulation),所取得之电压可给量测电路共同使用。
[0003]采用变压器来进行电气隔离避免了在量测工具被连接至外部装置(如，各种类型的探查工具(probes))时可能发生的危险情形。
[0004]然而，此种技术的缺点是量测变压器相当昂贵而且庞大。
[0005]针对这些缺点或至少部分的缺点，一个解决方案是制造一个电压量测工具，其使用一个已经存在于该量测工具本身、具有电力供应功能的变压器来量测它自己的交流干线电压。采用已存在之变压器连接至电力线可避免该工具连接至外部装置可能导致的风险，特别是如果该量测装置亦执行附加功能时，例如控制功能，则需要更多各式各样的连接。再者，量测变压器不再需要设置在该装置内时，成本可以降低，且该装置更为小巧且轻。
[0006]特别是,现有之供应变压器的二次绕组(secondary winding)可被用来同时量测电压及供应电力至量测和控制电路。
[0007]采用现有之变压器和直接量测供应阶段所产生之DC电压的缺点是所得出的量测电压不可靠，因其强烈地依非线性(non-linear)方式相依于量测电路本身之电量(electrical quantities)。尤其是，电压的量测相依于该工具本身的非线性特性，若该工具又执行附加功能，则量测到之电压的变化程度更大，例如若该工具对其他负载进行控制的话，各种数目及类型的延迟可能会发生。再者，量测可能相依于其他环境因素，例如温度及/或湿度，或其他。
[0008]美国专利第5，546，331A号描述了一种用来量测交流源的电路，其提供了采用系数来校正电压之计算的方案，此量测方法对本发明目的来说太不精确，没有将某些环境变数所导致的非线性效应列入考虑，前述的环境变数如工作温度，并且此方案需要很长的校正时间来估算可靠的系数，因这相依于电路元件实际上的值。
[0009]德国专利第4413028A1号(DE’ 028)揭示了一种能够量测负载上之电流的装置，其采用具有量测电流及供应电力给量测工具双重功能的电流量测转换器。DE’ 028中有两种不同的整流器，即用来产生供应电压的全波整流器以及具有量测功能的半波整流器。仅采用DE’ 028所指导的方式不能完全将量测信号及对负载的估算独立化，因其没有提出一个特别的处理程序来对在整流器于供应阶段导通时的量测信号进行处理，此导致对负载效应形成强烈的相依性。对负载效应的相依性使其无法得出精确的量测，而相反地，本发明能够进行精确地量测。
[0010]与DE’ 028类似的，德国专利第102009050806A1号(DE’ 806)描述了一种能够量测负载上之电流的装置，其采用具有量测电流及供应电力给量测工具双重功能的电流量测转换器。此文件提及采取将用来产生供应电压之电流转换器的二次绕组上的正的信号半波分隔开来以及将与量测功能有关的负的信号半波分隔开来的措施，但DE’ 806没有对为什么要采取此措施进行仔细的讨论，也没有描述该量测转换器上的负载效应，而且没有对相应于负的半波的信号处理模式进行说明，另外也没有提及与该转换器之磁芯有关的可能产生的磁滞效应。DE’ 806所描述的量测电流的技术方案，即使可能转换成电压量测，但也不可能达成某些应用要求的精确量测，因为DE’ 806没有处理精确量测劣化的问题，其起因于该转换器之磁芯产生的滞后现象。相反地，本发明能够进行精确地量测。
[0011]必须强调的是，上述提出的两件前案都是有关能够进行电流量测的装置，而非进行电压量测。采取具有供应和量测功能的单一个转换器/变压器基本上在量测电压时和在量测电流时会导致不同的负载效应。为了得出更为精确的量测，将负载效应列入考虑时必须一并考虑变压器之非理想的现象，如绕组之阻抗及变压器之磁芯的滞后现象，这使得量测电流的技术与量测电压的技术不能直接的转换。
[0012]我们亦必须强调的是，因这两件引用的前案使用的电流转换器是一种量测转换器，其本质上就具备很高的线性特性且可忽略滞后现象。因此，他们所使用的量测转换器不仅自然地可供量测电流，而且也具有电力供应的功能。本发明适用的应用与之相反，且更为复杂。
[0013]实际上，本发明关注的领域是现有的供应电压变压器的使用，其不仅在固有的供应功能上，而且在执行相当高精确度的电压量测的功能上，仅具少许的线性特性且滞后现
象相当严重。
[0014]因此，本发明的目的在于提供一种量测电压的装置，其为电气隔离、经济的且很容易被制造出，无需精细的量测变压器即可实现相当可靠的电压量测，而共同使用一供应电压变压器能够对量测装置本身供电。
[0015] 申请人:已对本发明进行了修正、测试和具体化，以克服现有前案技术的缺点，得出这些和其他优势、目的。
【发明内容】
[0016]因此，本发明主要的特性以独立权利要求来进行界定，而从属权利要求界定本发明其他的特性或主要发明概念的变形。
[0017]根据上述目的，本发明提供一种量测装置，其适用于量测电力干线的正弦交流电压，确保其操作电路与电力干线形成电气隔离。
[0018]本发明之量测装置包含一量测电路、供应电力至该量测电路的一供应电路以及具有供应功能的置于该量测装置之封装体内或外的一变压器。该供应变压器具有一一次绕组，其连接至该电力干线，要被量测的是该电力干线上的电压。该变压器并具有一二次绕组，其连接至该量测电路和该供应电路。
[0019]根据本发明第一实施例，该供应电路包含一第一元件，其用来将该第二绕组上的交流电压转换成一全波整流电压；该量测电路包含一第二元件，其亦用来将该第二绕组上的交流电压转换成一全波整流电压。该第二元件与一高阻抗的电阻性负载相连接。
[0020]根据本发明的一个实施例，该第一元件和该第二元件为二极管桥路。[0021]该量测电路并包含一微控制器，其用来量测该变压器之二次绕组上的交流电压，该微控制器被设置用来推算经整流之正弦波形，对来自于该第二二极管桥式整流器的全波波形进行取样。
[0022]取样后的信号于跨越量测电压消失时之时间点的时间区段进行估算，其中为了量测此一目的，由于该供应电路之第一元件在所述时间区段处于非导通状态，故该供应电路之负载所造成的扭曲现象可予以忽略。
[0023]根据本发明这个第一实施例，因此该两个元件可以用来制造出该量测电路的电压波形，其基本上至少在某些时间区段是独立于该供应电路的电压波形，故使得该量测电路在所述时间区段时的电压与要被量测之干线的交流电压是成比例的。
[0024]一般来说，该第一整流元件的非导通期间本质上是与该第一整流元件配合用来平整的电容器一起工作、作用的情形有关，此期间具有一暂时性的延长时间以非线性方式相依于该供应电路之负载的兼容力，并且此期间包含该微控制器所取样之电压消失时的时间点。
[0025]该第一整流元件之非导通期间通常会随著负载之值而变动，通过对相依于负载的第一整流元件非导通期间之间相交情形的进行估算，可以修正、进而判定出独立于该供应电路之负载的第一整流元件非导通时间区段。
[0026]由于每个相依于负载的非导通期间包含了取样电压消失时的时间点，也由于每个相依于负载、要被进行相交的非导通期间具有一不为零的延伸范围，因此相交后的情形不会是一个空的值，相交后的范围具有一不为零的延伸范围。
[0027]本发明之独立于负载的非导通期间可于该微控制器的非挥发性记忆体中被参数化，表示成跨越零点的取样电压。
[0028]由于该微控制器可得知取样电压之暂时性估算的全部情形，该微控制器也知道电压为零时的时间点，故全部获取的取样信号中短暂的信号切片是已知的，故可判定出该第一整流器之非导通期间，而相应于该第一整流器之非导通期间之短暂的信号切片亦可得知。
[0029]由于此取样信号的信号切片与要被量测之干线的交流电压成比例，且由于此比例可根据转换率而得知，此转换率可通过对该量测装置进行简单的校正而获得更精确的值，因此可以量测出相当准确之电力干线电压值。
[0030]通过正弦内插函数，此量测可仅藉由对相应于第一整流元件确定未导通、独立于负载之期间的取样信号的一部份进行内插来实现。
[0031]不论该供应电路之负载的值为何，配合使用该第二整流元件于适当的时间区段能够得出与该干线电压完美地成比例的量测信号，而在该第一整流元件之非导通期间一起进行取样信号的正弦内插，可得出比现有解决方案更为精确的量测。
[0032]再者，由于内插得来的时间区段是独立于负载的，这使得所描述的解决方案更易于实施且较为经济。
[0033]不像典型的量测变压器，供应变压器具有相当严重的磁性滞后现象。如已知的，该变压器之磁芯的记忆特性与此有关，此造成二次绕组某个时间点的电压不仅相依于一次绕组在此时间点的电压，而且也相依于该变压器之磁芯过去时间的磁场演变。
[0034]于本发明另一个实施例中，该供应电路包含工具其被设置成用来分隔开存在于该变压器的二次绕组上之电压的奇数半周期，依此产生供应电压，并且同样地，该量测电路包含工具其被设置成用来分隔开存在于该变压器的二次绕组上之电压的偶数半周期，以量测偶数半周期中峰值时刻的电压。
[0035]此解决方案更加提高了量测之精确度，即便该供应变压器之磁芯的滞后现象不可忽略。
[0036]事实上，当该变压器未配载负载时，滞后效应在达到峰值的时间点时几乎已经消失。量测峰值时间点的电压亦使得此实施例更易于实现且更为经济，因为该量测电路的电压值在偶数半周期期间达到峰值的时间点是很容易侦测到的。
[0037]在此处和权力要求中所使用的、用来指示交流电压之半周期的“偶数”和“奇数”，这些词语仅仅是为了区别交流电压的半周期和辨认他们在使用上的不同，即其一是为了供应而另一个是为了量测。
[0038]于一实施例中，设置用来分隔开奇数半周期的工具至少包含一第一二极管和一第二二极管，其与电流流向一致，且分别连接至该供应电路的端点。
[0039]设置用来分隔开偶数半周期的工具至少包含一半导体装置，其选自于一第三二极管或像是一晶体管放大器的一第一电流放大器，其电性连接至该第二二极管的阴极。当选用该第三二极管时，该第三二极管是直接连接至该第二二极管的。而当选用该电流放大器时，通过一电阻器与该第三二极管的阳极一起作用。再者，于一实施例中，用来分隔开偶数半周期的工具至少包含一第四二极管，其阴极连接至该第一二极管的阳极，且其阳极连接至该第二二极管的阳极。后者的连接方式在该供应电路和该量测电路中是一样的，故在电压量测进行中可被视为一接地参考电位节点。
[0040]根据本发明的一个变化例，这些二极管可利用适于执行二极管之功能的电子元件来取代之，例如二极管型态的晶体管或其他半导体元件。
[0041]因为上述描述之电路的结构的关系，量测到的半波电压的峰值是正的，且几乎独立于变压器的滞后现象。在该量测电路中量测到的半波电压的峰值与要被量测的交流电压成比例，并且使用一或多个电容器作为记忆元件来实现。为了确保电压值与参与量测过程的微控制器彼此相容，有必要对量测信号进行衰减。
[0042]于一实施例中，为了避免电阻性衰减会产生变动，藉由对该变压器之二次绕组配载负载，要被量测之电压的峰值由该量测电路中适用的电阻器来记录，但不使用单一个电容器。此电路包含一电容分压器，其包含一第一电容器及与该第一电容器串联连接的一第二电容器，该分压器将该信号衰减并执行储存该量测电压之峰值的功能。
[0043]于一实施例中，用来执行电压量测的微控制器连接至该第一电容器和该第二电容器共同的节点。
[0044]于本发明的一较佳实施例中，该两电阻器在奇数电压半周期时进行放电，也就是，在峰值电压已被量测之后进行放电。此放电过程通过一放电电阻器和一第一控制开关来达成，该第一控制开关的关闭动作较佳由一第五二极管的阴极来控制，该第五二极管的阳极连接至该第四二极管的阴极。根据本发明的一个变化例，第五二极管的整流功能可被视为是多馀的，因为在偶数半周期期间，该第五二极管非导通，而该第四二极管导通，但此时该第四二极管之阴极的电位是负的且对地端来说是太小的，故不会驱动该第一开关及/或造成该第一开关失误，这使得该第五二极管的使用是没必要的，另外对该第一开关的关闭控制可直接或通过一电阻器连接至该第四二极管的阴极。
[0045]根据本发明的一个变化例，放电操作是通过该微控制器来进行，其在电压量测完成后，致动该第一和该第二电容器的放电操作。
[0046]根据此实施例的另一个变型，如果该微控制器延迟了量测到之峰值电压的读取，则可以将峰值电压位准持续保持在这些电容器的端点上，暂时抑制该第一开关的关闭动作，其一般会在奇数半周期期间自动进行。
[0047]根据本发明的一个变化例，为了排除该电容分压器中两电容器之热飘移的可能差异的问题，可采用一电阻分压器，其由具有高欧姆值之电阻器所构成，故不会导致与之相关的负载。该电阻分压器连接至设置用来对具有储存功能之电容器进行充电的一第一晶体管/ 一电流放大器，该第一晶体管并具有整流器的功能，可取代该第三二极管。为了进一步提升该晶体管的温度稳定性，可使用连接成二极管型态的一第二晶体管，其与该分压器之电阻器串联连接至地端，并且较佳地该第二晶体管与该第一晶体管热偶合，以补偿该第一晶体管之基极-发射极接面上的电压变化。
[0048]根据本发明的一个变化例，可利用具有相同功能的半导体电子元件来取代该第一电阻器和该第二电阻器。
[0049]因此，就采用相同的变压器来说，半波整流器所获取到的电力供应其平均电压低于全波整流器所得出的平均电压(即使该平整电容器之值是增加的)，为了确保在使用全波整流器的情况下有相同的平均电流流至负载(负载上相同的电压)，其变压器可能需要传输一较高的RMS电流，因此可能需要一较大且更为有力的变压器。
[0050]基于上述，为了避免使用一较为有力的变压器，根据一个变化例，当电气隔离的量测装置需要使用一高瞬间功率及/或一高供应电压时，可以暂时对电路型态进行改动，以使得该供应电路于奇数和偶数电压半周期期间可以操作于全波模式。因此，通过改动电路型态，可以对供应电路造成变化，使其回到全波整流器的电路型态。
[0051]如上所述，现有的供应变压器存在著相当严重之滞后现象的问题。藉由使用少数的表面贴装(surface-mounted)类型的元件,本发明之电气隔离的电压量测装置可精确地量测出电力干线之电压，因此不会增加电路本身的尺寸，额外所需的成本相当有限。
【专利附图】
【附图说明】
[0052]配合所附图式，通过以下对作为非特定例子的较佳实施例进行说明，本发明这些或其他特性将会更加清楚。
[0053]图1显示此领域中代表电压量测装置的一标准的全波供应电路的接线图。
[0054]图2显示变压器二次绕组上之电压的波形图。
[0055]图3显示图1中负载端点上之电压的波形图。
[0056]图4显示根据本发明第一实施例实现的供应和量测电压之装置的接线图。
[0057]图5显示图4中之电路的电量变化图。
[0058]图6显示图4中之电路的电量变化图。
[0059]图7显示图4中之电路的电量变化图。
[0060]图8显示用来供应量测装置的半波整流电路图。
[0061]图9显示图8中之变压器二次绕组上之电压的波形图。[0062]图10显示图8中之半波整流电路的变化例。
[0063]图11显示用来量测电压的半波整流电路图。
[0064]图12显示用来供应和量测电压之电路图，其通过结合图10和图11的电路而得，并且概念性地呈现出本发明的第二实施例，其侦测峰值之机制不会造成负担。
[0065]图13显示图12中之电路负载上之电压的波形图。
[0066]图14显示图12中之电路的量测电压的波形图。
[0067]图15显示图12中供应和量测电压之电路的变化例。
[0068]图16显示图12中供应和量测电压之电路的另一个变化例。
[0069]图17显示图15和图16中之电路的电量变化图。
[0070]图18显示图15和图16中之电路的电量变化图。
[0071]图19显示图15中供应和量测电压之电路的另一个变化例。
[0072]图20显示图19中供应和量测电压之电路的变化例。
[0073]图21显示本发明中供应和量测电压之电路的另一个变化例。
【具体实施方式】
[0074]图1显示传统的全波供应器(full-wave supplier)的接线图。此全波供应器不适用于精确的电压量测，其包含一变压器(transformer) T，用以将施加至其一次绕组(primary winding)的交流电压El转换成二次绕组(secondary winding)上的交流电压E2。变压器T的一次绕组连接至具有一交流电压的电力干线(electric mains),此交流电压为要被量测的干线电压。
[0075]此装置亦包含一二极管整流桥路(diodes rectifier bridge)BRG,用以将电压E2转换成一供应电压E3，此供应电压E3表示为图3中的连续线型。
[0076]二极管桥路BRG的输出连接至一电容器C，并接着并联连接至一电阻器R，后者代表相应于工具整体和可变之兼容力的电阻性负载(resistive load)。电容器C并联连接至该负载，用来使电压E3 (图3中的粗线)至少部份地变得平滑。
[0077]由于变压器T本身并不是理想的(ideal)，且由于电阻器R和电容器C的存在，该负载在变压器T的二次绕组所造成的效应，使得电压E2未必是完美的正弦波。
[0078]如未特别说明，所有用来描述信号的图式通常指的是在各种负载的情况下，且指的是具有相同的干线电压值的情况下。而如果以单一曲线来表示，这代表该信号是独立于负载的(load-1ndependent), —次绕组上不同的电压值将会以不同的新的图式来表示,而不会以电压轴上不同的刻度来表示。在这些曲线中，虚线指的是不存在负载的情况，粗线指的是有关的信号，而细线指的是从这些有关的信号衍生而来的更基本的信号。
[0079]一并参考图1显示的已知的供应装置，二次绕组那一端的电压波形以图2来作说明。
[0080]关于图2中二次绕组上的电压E2，当二极管桥路BRG开始导通(conducting)时(图1中变压器之二次绕组上的电压大于电容器C之端点上的电压)，Si和s4为瞬间值，其相依于可变负载R的值；而当二极管桥路BRG停止导通时，s2和s5为瞬间值。在时间区段[s0, Si]和[s2，s4]期间，变压器T基本上是闲置的(idle);而在时间区段[sl，s2]和[s4, s5]期间，变压器T具有一负载R，其代表所提供的装置。[0081]在变压器T闲置期间，变压器T之二次绕组端点上的电压E2与正弦电压El成一比例关系(为变压器T之匝数比(turns ratio)的函数)，但是在二极管桥路BRG导通期间，电压E2的波形扭曲，也就是，其不同于无负载时的波形(显示于图2中的虚线)。对于El波形在电压E2上的扭曲主要相依于负载上的消耗(随著时间变动并与环境条件有关)以及变压器T之二次绕组的阻抗(impedance)，其亦为环境条件的函数，故很难得知。
[0082]上述所描述的现象随著负载和温度条件的变动产生了不同的平滑电压E3平均值(图3中的水平线)(图3中的粗线表示在不同环境和负载条件下电容器C端点的电压E3，其平均值以水平线表示)。由于关键的瞬间值sl，s2及s4，s5相当程度地以非线性方式相依于电路数量，平均的直流(DC)电压也是如此，因此电压E3可被视为不与电压El成比例，也因此标准的全波供应器电路不适于用来进行干线电压的精确量测。
[0083]本发明所提出的第一个解决方案是抑制负载产生的效果，而关于伴随而来的对环境的相依性，为了量测此一目的仅考虑二极管桥路BRG处在非导通状态期间下的变压器T二次绕组，上述是以所述非导通情形适用于所有可容许之负载的情况下为前提，也就是，相当于无负载存在。
[0084]二极管桥路BRG对于所有可容许之负载情形都有效的非导通状况是通过各种负载条件下二极管桥路BRG的非导通时间区段的相交(intersecting)来判定,也就是,决定出适用于所有负载条件的一范围最广的非导通子区间的共有区间。如图4所示的电路图所采用的，此方式需要二极管桥路BRG的一个复本(duplication)，即一第二二极管桥路BRG’，以取得一电压U4，其未被电容器C的过滤动作所影响(二次绕组上被C影响和未被C影响的整流电压分别显示于图6和图7)。
[0085]由于二极管桥路BRG’未与电容并载，故其总是处于导通状态。R’代表BRG’下流(downstream)之量测电路的等效电阻,其必须具有高电阻值,才能使得BRG’及其下流的电路不会对变压器T的二次绕组产生重大的负载影响。
[0086]图7中的粗虚线表示平整线型电压Ul之成比例的估算值，图7中的连续线表示U4的值，其在桥路BRG导通期间受误差影响，并在所有负载条件下与Ul的成比例值不一致。
[0087]图4中的电路图表示量测装置30的第一种图式，其包含两个具有不同功能的不同电路，即一供应电路33和通过该供应电路33供应的一量测电路35。
[0088]微控制器(未图示)为量测电路35的一部份，其会对干线电压之估算进行推测，其仅在经整流之干线电压的成比例区段期间对信号U4的轻微变化进行处理，也就是，在所有负载条件共有之主桥路BRG的非导通期间，亦即上述提及的相交操作(intersectionoperation)根据电路元件和一套可容许之值所预先决定的期间。微控制器需要进行的信号处理负担相当重，这可能是此方案的第一个缺点。
[0089]变压器T 之铁磁芯(ferromagnetic core)的滞后现象(hysteresis phenomena)表现出一 “记忆(memory)”特性，这对误差的量测具有成长性的贡献，此特性并在非导通期间[wO, wl]等引起了二次绕组上之电压的扭曲(图5中区段[wO, wl]和[w3, w4]之范围的曲线)。因为前次导通期间绕组上的电流之故，变压器T之铁磁芯的记忆效应是一个相依于负载/环境的现象，此负载/环境引起了电压量测上的误差。因此，在变压器之滞后现象不可忽略的情况下，此方案可能在电压量测上精确度不足。
[0090]于一半波(half-wave)整流器(图8)中，二极管Dl (变压器之二次绕组亦同)仅于两个半周期(half-periods)中的一个导通，而于另外一个半周期没有导通。一个四分之一周期的非导通状态降低了变压器T之磁芯的记忆效应，使得偶数半波(二极管Dl完全未导通时的半波，在此期间变压器上的负载效应可予以忽略)之量测的峰值几乎独立于(independent)所施加的负载。现仅考虑图8中的半波整流元件,其具有供应的功能,需注意的是二次绕组上的负的电压峰值V2 (图9中t5瞬间所达到的值)是稳定的且独立于负载、环境条件以及变压器的滞后现象(V2以粗线显示而Vl的成比例值以虚线显示，时间段[t3, t5]之范围的曲线表示二极管Dl完全未导通期间偶数半波一开始时变压器之磁芯最后剩馀的滞后现象所造成的效果)。
[0091]图10所示的变化例中，导入了一个第二二极管D2，但没有改变整流器的功能、行为(由于Dl和D2是串联连接)。
[0092]同样地，于图11中，我们有第二整流电路能够处理其他电压之半波，此时，此额外的整流器不具有电容型的负载(在此之后，为了侦测峰值，会导入一单纯的电容型负载)，且可假定R’的值是相当高的，以致于可推定在二极管D3和D4的导通半周期期间变压器基本上是闲置的。因此，第二半波整流器(图11)可连接至图10的二次绕组，而基本上无需变更负载条件，故不会进一步造成扭曲。
[0093]通过结合两个半波整流器可得出一双输出整流器，其实现了量测装置30的功能(图12)。第一输出代表供应电路33之输出端的供应电压,第一输出具有图13中以粗线表不的电压V3,第二输出代表量测电路35的电量(electrical quantity),第二输出具有图14所示的电压V4，在量测电路35上进行峰值量测，量测电路35由供应电路33供电。图12的电路构成与图1显示的电路构成相当类似，图12的电路是通过改变图1的电路将二极管Dl和D3之间的连接(于桥路BRG中)开通(opening)并将输出分隔而获得。如今，量测信号(图14)具有稳定的正的峰值，其独立于负载、环境条件以及跟变压器T之磁芯有关的滞后现象。
[0094]本发明亦可允许对电压V4的峰值(显示于图14中的小圆球)进行识别，此方式相当简便。原则上，可利用微控制器来执行此功能，但为此目的需要对信号V4进行快速取样(sampling)，也就是，需要微控制器大量的资源。如果以单纯的电容型负载来取代电阻器R’，峰值电压仍存在并可很容易地被微控制器非对称地读取(也就是，从达到峰值那一瞬间起有些微的延迟)。如图15所示，可导入两个电容器Cl和C2，其彼此串联连接，以得出衰减电压V4的效应，提供与微控制器之类比输入相容的一电压VC2，而不引起电阻性的负载效应，也就是，不会改变正确储存峰值的能力。微控制器类比取样之输入端可连接至电容器Cl和C2共同的节点，连结到电压VC2 (图15、图19和图20)。
[0095]VC2的峰值与V4的峰值成正比，VC2的峰值显示为图18中的连续线，其可在t5和t8之间任一时刻无差异地被读取出来。然而，为改善侦测结果，必须在接下来对偶数半波进行量测之前对电容器Cl和C2进行放电(discharge)，以避免前次峰值持续保留，而导致在后续的偶数半周期中将较低的电压峰值作为储存的峰值。
[0096]电容器Cl和C2的放电可自动地在奇数半周期进行，奇数半周期紧接著在我们所指的进行量测的偶数半周期之后。接著，导入一开关SWl (图15)，其由奇数半周期的电压峰值所控制，设置在二极管D4和Dl之间的节点上。开关SWl通过二极管D5来进行控制，当它关闭(closes)时，于适当的时间点(图18中的t7和t8)通过一放电电阻器RD，可致使电容器Cl和C2进行放电。二极管D5的使用是备选的(optional)，因为在D5之偶数非导通半周期，第四二极管D4 (于所述半周期导通)之阴极上的电位是负的且对地来说是微小的，因此当开关SWl在驱动时接收到来自第四二极管D4之阴极的信号(直接连接或通过电阻器)，不会导致开关SWl被驱动及/或失误。
[0097]电容器Cl和C2的放电由开关SWl (备选地，及由二极管D5)自动地进行电性控制是较佳的，而非留给微控制器单独进行控制。给予SWl不正确的关闭时序可能导致放电电阻器RD (其为低电阻值之电阻器)或开关本身损坏(例如，当二极管D3仍旧导通时，开关因任一个可能的理由在量测的偶数半周期时关闭)。
[0098]如果此二电容器具有不同的温度系数(temperature coefficients),则其比值(及衰减因子)就易受热飘移(thermal drift)的影响而影响量测。为解决此问题，本发明的一个变化例中具有一电阻分压器(resistive divider)(图16中的Rl和R2),其欧姆值也必须相当大，才不会导入负载效应和造成扭曲。然而，电阻分压器以高欧姆值制成，无法快速地对电容器C3充电，而电容器C3是用来储存量测电压VC3的峰值，因此有必要导入晶体管Q，其功用是作为一电流放大器(于射极跟随器型态)，部分地补偿其VBE及一第二晶体管Q’的温度变化，如图16所示，第二晶体管Q’与晶体管Q热偶合，并连接成一二极管(将闸极(base)和汲极(collector)连接在一起),与电阻器R2串联连接。由于晶体管Q之功用亦可作为整流器，因此于前面的图式中实用上亦可取代二极管D3。
[0099]如果不需要于每个周期量测干线电压，则可针对电容器Cl和C2 (或图16所示之例子中的C3)之端点所储存之电压峰值提供一暂时性延长维护，藉此简化微控制器的信号读取，这可通过提供开关SWl —由微控制器驱动的抑制控制信号、保留SWl自动关闭的机制即可达成，无需额外的元件。
[0100]参考DC供应电压的产生，对全波整流电力供应不适用于干线电压的精确量测(图1)进行电路改良，原本的全波整流器被改成半波整流器，与原本的全波整流器相较，半波整流器在输出电压上具有较宽广的波纹(ripple)。为将波纹电压维持在原始的值，应将电容器C的值加倍(double)，这会使得量测装置30的成本增加，尺寸也加大。
[0101]同样地，在量测装置的设置上使用半波整流器而非全波整流器可能需要更有力的、大约多出40%的变压器(这使得维持负载上相同之平均电流所需之RMS电流增加)。如果这两种重定尺寸的动作被忽略，会导致供应电压减少。
[0102]有关所描述之装置实际使用上的一个重要事实是，只在判断瞬间才需要从供应电路33获取高供应电压值(例如，发动传达必须施加一激发电压的命令或要求)，而在一般操作下不需要(将在活动状态下的一传达命令保持在较激发电压来说相当低的电压即可，称之为维护电压)。这在本发明进行研究的应用中以及一般情况下传达命令用来切换负载的系统中是相当正确的。
[0103]与上述所做之考量一致的，原本参考用作供应功能的全波整流器而制定的变压器T和电容器C，重定其尺寸或规格会增加成本且变的庞大，为了克服需要重定变压器T和电容器C之尺寸或规格的情形，导入由微控制器驱动的一辅助开关(图19、图20和图21中的SW2)应足以克服此问题。正当需要高位准的电压V3之前(例如，在开启传达命令之前)，微控制器关闭(close)辅助开关SW2，以恢复成原本的电压位准V3 (可由图1中全波整流器获取之电压位准)。而在需要高位准电压V3的那一刻，微控制器打开(open)辅助开关SW2，以回复量测时之布局。
[0104]在辅助开关SW2关闭期间，量测信号受供应电路33之负载效应的影响而败坏，但这无关紧要，因为辅助开关SW2的关闭动作是偶发的(多个半波期间才关闭一次)且只持续了几毫秒。再者，因为在辅助开关SW2打开时接之而来的是偶数半波，故仍可获得精确的量测。
[0105]辅助开关SW2 (图19)的关闭动作使得二极管桥路Dl、D2、D3和D4再次被关闭，实际上是恢复成了图1中全波整流器之型态。
[0106]图20中的实施例提供了 D3的复本(导入一二极管D6)，以修正辅助开关SW2之关闭动作附带而来的效应。于图19中，假设在奇数半周期期间开关SW2是关闭的，当SWl亦关闭以对电容器Cl和C2进行放电时，高电流可能流经Dl、Sff2, RD和SWl所形成的分支。图20之电路图中二极管D6的采用避免了电流流经此路径(SW2没有直接连接至RD，而是通过两个反向串联连接的二极管)，同时二极管D6在全波电路型态偶数半波期间提供了电流从晶体管(通过SW2)流至地端的路径。
[0107]基于同样的理由，二极管D6存在于最后一个图式中，即图21，其采用了电阻分压器(Rl，R2)、晶体管型态的电流放大器以及VBE之补偿的解决方案。在此图中，晶体管Q取代了前一个图中的二极管D3。
[0108]很清楚地，在未脱离本发明之范围和所属领域的情况下，对所描述之量测电压的装置进行各种修改及/或增加某些部分都是可能的。
【权利要求】
1.一种量测装置，其为电气隔离类型，用以量测电力干线的交流电压(U1)，所述量测装置包含:一量测电路(35)，其具有一微控制器；一供应电路(33)，其至少能够供应电力至所述量测电路(35);以及一变压器(T)，其具有由干线之正弦电压(Ul)所驱动的、连接至所述电力干线的一一次绕组以及具备一电压(U2)、连接至所述量测电路(35)和所述供应电路(33)两者的一二次绕组，其特徵在于:所述供应电路(33)和所述量测电路(35)分别包含彼此不同的第一和第二全波整流元件(BRG，BRG’)，其中该第二整流元件(BRG’ )被设置成使得该变压器(T)之二次绕组上不会产生负载效应，针对所述整流元件(BRG’ )配置有高阻抗(R’ )之负载，所述第一和第二整流元件(BRG，BRG’ )分别能够将该变压器(T)之二次绕组上的交流电压(U2)转换成第一和第二全波电压(U3，U4)，并且其特徵在于:所述量测电路(35)被设置成在该变压器(T)之二次绕组上供应电路(33)之负载效应是可忽略的的期间，也就是，在该第一整流元件(BRG)未导通期间，该第二全波电压(U4)在时间区段([?0，wl], [w2, w4])时是独立于该供应电路(33)之负载效应的，于所述时间区段([wO, wl],[w2, w4])，所述第二电压(U4)基本上与所述要被量测的交流电压(Ul)成比例，通过预先决定的常数，所述时间区段([wO，wl], [w2, w4])于该微控制器的非挥发性记忆体中被参数化，以作为电路元件之函数值，并且不论该供应电路(33)之负载的可容许之值中任一值为何，于所述时间区段中该整流元件(BRG)为非导通。
2.一种量测装置，其为电气隔离类型，用以量测电力干线的交流电压(VI )，所述量测装置包含:一量测电路(35)，其具有一微控制器；一供应电路(33)，其至少能够供应电力至所述量测电路(35);以及一变压器(T)，其具有由干线之正弦电压(Vl)所驱动的、连接至所述电力干线的一一次绕组以及具备一电压(V2)、连接至所述量测电路(35)和所述供应电路(33)两者的一二次绕组，其特徵在于:所述供应电路(33)包含第一工具(Dl，D2)，其被设置成用来分隔开存在于所述变压器(T)的二次绕组上之电压(V2)的奇数半周期，并且其特徵在于:所述量测电路(35)包含第二工具(D3，D4, Q)，其被设置成用来分隔开存在于所述变压器(T)的二次绕组上之电压(V2)的偶数半周期，以实现电压量测，其中所述奇数电压半周期(V3)用来供应电力至所述量测电路(35)，所述偶数电压半周期(V4)用来量测电力干线上的电压，所述量测电路(35)被设置成所述偶数电压半周期(V4)中在与峰值有关的时间点(t5，t6)时，其峰值电压基本上独立于所述供应电路(33)的奇数电压半周期(V3)以及因供应电压前面 之奇数半周期的电压(V3)而引起的该变压器(T)之磁芯的滞后现象，其为供应电压前面之奇数半周期的电压(V3)的剩馀记忆，此现象在所述峰值之时间点(t5，t6)时几乎已不存在、在该量测电压(V4)之偶数半周期中的峰值时间点(t5，t6)已达最小化，使得所述偶数电压半周期(V4)的峰值与所述要被量测的交流电压(Vl)的峰值成比例。
3.根据权利要求2所述的装置，其特徵在于:所述第一工具(Dl，D2)包含一第一二极管(Dl)及一第二二极管(D2)，所述二极管(Dl，D2)设置成与电流方向一致且分别连接至该变压器(T)之二次绕组的端点，并且所述第二工具(D3，D4, Q)包含一第一半导体装置(D3及/或Q)，其直接或间接地连接至所述第二二极管(D2)的阴极；以及一第四二极管(D4)，其阴极连接至所述第一二极管(Dl)的阳极，且其阳极连接至所述第二二极管(D2)的阳极。
4.根据权利要求3所述的装置，其特徵在于:所述量测电路(35)包含一电容分压器，其具有储存于偶数半周期所侦测到之量测电压(V4)的峰值以及分割所述峰值电压此双重功能，所述电容分压器具有一第一电容器(Cl)及与所述第一电容器(Cl)串联连接的一第二电容器(C2)，其中该微控制器能够实现电压量测，其用以量测的输入端至少连接至该第一电容器(Cl)和该第二电容器(C2)之间的共同节点。
5.根据权利要求4所述的装置，其特徵在于:所述装置包含放电工具(RD，SW1)，其能够在至少一个奇数电压半周期期间，对所述第一电容器(Cl)和所述第二电容器(C2)自动进行放电。
6.根据权利要求4所述的装置，其特徵在于:所述装置包含放电工具(RD，SW1)，其能够在该微控制器进行量测后，接著通过该微控制器的控制，对所述第一电容器(Cl)和所述第二电容器(C2)进行放电。
7.根据权利要求5所述的装置，其特徵在于:所述放电工具(RD，SWl)包含彼此串联连接的一放电电阻器(RD)和一第一开关(SW1)，串联连接的该放电电阻器(RD)和该第一开关(SWl)与串联连接的该第一电容器(Cl)和该第二电容器(C2)形成并联连接，并且该第一开关(SWl)之关闭操作是由来自于所述第四二极管(D4)之阴极的信号来进行控制。
8.根据权利要求5及7所述的装置，其特徵在于:该微控制器能够抑制所述第一放电开关(SWl)的动作，以将于偶数半周期之过程中侦测到之电压(V4)的峰值持续储存于所述第一电容器(Cl)和所述第二电容器(C2)的端点，所述电容器的放电动作被抑制。
9.根据权利要求3所述的装置，其特徵在于:所述第一半导体装置包含一电流放大器，如一晶体管(Q)，并且该量测电路(35)包含一电阻分压器(Rl，R2)，其连接至能够对一第三记忆电容器(C3)进行充电的所述电流放大器，其中该微控制器连接至所述记忆电容器(C3)，并且其特徵在于:藉由所述电阻分压器(Rl，R2)，所述记忆电容器(C3)能够储存于偶数半周期侦测到之量测电.压(V4)的峰值的成比例值。
10.根据权利要求9所述的装置，其特徵在于:所述装置包含一第二晶体管(Q’)，其与该两电阻器(Rl，R2)的其中一个串联连接，能够补偿所述晶体管放大器(Q)之基极-发射极结电压的飘移。
11.根据权利要求10所述的装置，其特徵在于:所述第二晶体管(Q’)与所述晶体管放大器(Q)热偶合。
12.根据权利要求9、10及11所述的装置，其特徵在于:所述装置包含放电工具(RD，SW1)，其能够在至少一个奇数电压半周期期间，对所述第三记忆电容器(C3)自动进行放电。
13.根据权利要求9、10及11所述的装置，其特徵在于:所述装置包含放电工具(RD，SWl )，其能够在该微控制器进行量测后，接著直接受该微控制器的控制，对所述记忆电容器(C3)进行放电。
14.根据权利要求12所述的装置，其特徵在于:所述放电工具(RD，SWl)包含彼此串联连接的一放电电阻器(RD)和一第一开关(SW1)，串联连接的该放电电阻器(RD)和该第一开关(SWl)与所述记忆电容器(C3)形成并联连接，并且该第一开关(SWl)之关闭操作是由来自于所述第四二极管(D4 )之阴极的信号来进行控制。
15.根据权利要求12及14所述的装置，其特徵在于:该微控制器能够抑制所述第一放电开关(SWl)的动作，以致于藉由所述电阻分压器(Rl，R2)，能够持续记忆偶数半周期期间侦测到之量测电压(V4)的峰值的成比例值，所述峰值的成比例值是以所述记忆电容器(C3)之端点上的电压(VC3)来表示，由于所述放电开关(SWl)的动作被抑制，故抑制了所述记忆电容器(C3)的放电动作。
16.根据权利要求2至15任一项所述的装置，其特徵在于:所述装置包含充电工具(SW2, D6)，其受该微控制器的控制，作用于所述供应电路(33)的电路结构，以使其能够于全波整流模式下进行操作。
17.—种通过电气隔离类型之量测装置来量测电力干线之交流电压的方法，所述量测装置具有一量测电路(35)，其提供有一微控制器；一供应电路(33);以及一变压器(T)，其提供有由干线之正弦电压(Ul)所驱动的、连接至所述电力干线的一一次绕组以及具备一电压(U2)、连接至所述量测电路(35)和所述供应电路(33)两者的一二次绕组，其特徵在于，所述方法包含: 一第一步骤，在此期间，所述供应电路(33)的一第一全波整流元件(BRG)将所述第二绕组上的交流电压(U2)转换成一全波电压(U3)； 一第二步骤，与该第一步骤同时发生，其中所述量测电路(35)的一第二全波整流元件(BRG’)将所述第二绕组上的交流电压(U2)转换成一全波电压(U4)，其中所述第二整流元件(BRG’ )不会于该变压器(T)之第二绕组上产生负载效应，针对所述整流元件(BRG’ )配置有高阻抗(R’)之负载；以及 一第三步骤，与该第一步骤和该第二步骤的一部份同时发生，其中于独立于该供应电路(33)之负载的、跨越电压(U4)消失的时间点(wO, w3)的时间区段([wO, wl], [w2, w4])期间，所述供应电路(33)的第一整流元件(BRG)没有导通电流，所述微控制器对所述量测电路(35)之第二整流元件(BRG’ )下流的全波电压(U4)波形的取样值和衰减值进行估算，也就是，不论所述供应电路(33)的负载是多少，在此时间区段，所述第二整流元件(BRG’)下流的全波电压(U4)与所述要被量测的正弦电压(Ul)成比例，通过预先决定的常数，所述时间区段([wO，wl], [w2, w4])于该微控制器的非挥发性记忆体中被参数化，以作为电路元件之函数值，并且不 论该供应电路(33)之负载(R)的可容许之值中任一值为何，于所述时间区段中该整流元件(BRG)为非导通。
18.—种通过电气隔离类型之量测装置来量测电力干线之交流电压的方法，所述量测装置具有一量测电路(35)、一供应电路(33)及一变压器(T)，该变压器(T)提供有由干线之正弦电压(Vl)所驱动的、连接至所述电力干线的一一次绕组以及具备一电压(V2)、连接至所述量测电路(35)和所述供应电路(33)的一二次绕组，其特徵在于，所述方法包含: 一第一步骤，其中所述供应电路(33)为半波类型，并且使用奇数电压半周期(V3)至少向所述量测电路(35)供应电力；以及 一第二步骤，与该第一步骤暂时性地交替发生，其中所述量测电路(35)为半波整流类型，并且其实现了在偶数电压半周期(V4)中与峰值有关的时间点(t5，t6)时进行的量测，其中所述量测基本上是独立于所述供应电路(33)的奇数电压半周期(V3)以及因供应电压前面之奇数半周期的电压(V3)而引起的该变压器(T)之磁芯的滞后现象，此现象在所述峰值之时间点(t5，t6)时几乎已不存在，供应电压前面之奇数半周期的电压(V3)的剩馀记忆在该量测电压(V4)之偶数半周期中的峰值时间点(t5，t6)时已达最小化，使得所述偶数电压半周期(V4)的峰值与所述要被量测的交流电压(Vl)的峰值成比例。
19.根据权利要求18所述的方法，其特徵在于:所述第二步骤提供了第二工具，例如一第三二极管(D3)及/或像是一晶体管(Q)的一电流放大器，以及一第四晶体管(D4)，所述第二工具为该量测电路(35)的一部份，其接收所述变压器(T)之二次绕组上的输入电压(V2)，并只允许偶数半周期的电压波形(V4)通过。
20.根据权利要求18或19所述的方法，其特徵在于:所述方法包含一第四步骤，其提供了充电工具(SW2，D6)，其受该微控制器自行控制，作用于所述供应电路(33)的电路结构，以使该供应电路(33)·能够被操作为全波整流器。
【文档编号】G01R15/18GK103443636SQ201280016636
【公开日】2013年12月11日 申请日期:2012年1月31日 优先权日:2011年1月31日
【发明者】安东尼奥·帕图尔卓 申请人:伊利威尔康特罗斯单一股份有限公司