具有磁通门检测器的电流变换器的制作方法

本发明涉及包含用于测量在初级导体中流动的电流的磁通门(fluxgate)磁场检测器的电流变换器(transducer)。

背景技术：

测量在初级导体中流动的电流的最常见的方式之一是检测由电流产生的磁场。用于电流感测应用的电流变换器模块可以依赖于各种参数(诸如电流测量范围、要求的准确性、噪声不灵敏性、紧凑性、制造成本、频率范围以及其它)有不同的配置。在开环型电流变换器中，磁场检测器产生要被测量的电流的图像，该图像表示测量信号。在闭环型电流传感器中，磁场检测器在反馈回路中被连接到次级线圈，其中次级线圈产生趋于抵消由初级导体产生的磁场的补偿电流。闭环电流变换器总体上较准确，并且可以采用较灵敏的磁场检测器，因为由于补偿，所检测的磁场的强度低。其中，最灵敏和最准确的磁场检测器是磁通门检测器。这些检测器包含被激励线圈围绕的可饱和软磁芯，其中激励线圈连接到产生交变电信号的振荡电路，其中交流电信号被配置为交替地使软磁芯饱和。磁场(例如由初级电流产生的磁场)在交变信号上产生偏置，该偏置可以被通过各种方法测量并且表示外部磁场。

可用的最准确的电流变换器之一(尤其对于高电流应用)是如在图1a中说明的具有环形检测器芯的基于磁通门的电流变换器。这样的已知的变换器能够测量过大而不能由其它传统的电流变换器直接测量的电流，并且误差为ppm水平或者甚至ppm水平以下。这是因为环形磁通门检测器能够准确地拾取补偿磁场，其中补偿磁场的幅值的量级为10^-6或者补偿磁场比由初级电流产生的磁场更低。然而，这也导致了不是要测量的信号的部分的噪声信号即使小也干扰测量的缺点。这些噪声信号中的一个由磁通门检测器的运转所需要的激励信号产生。

一些传统的基于磁通门的电流变换器允许对这一激励信号的一定水平的补偿，以使得其被降低为输出信号中和要测量的电流的电路中的小的残余。然而，这增大了变换器的成本。

已知的基于磁通门的电流变换器的在图1a和1c中说明的已知的磁通门测量头7包含围绕着两个环状磁通门检测器4、4’的磁屏蔽件8，其中磁通门检测器4、4’中的每个由缠绕在软磁材料芯5周围的激励线圈3构成。次级线圈6缠绕在磁屏蔽件周围。如在图3a中说明的，磁通门检测器4、4’的激励信号的电压特性有几乎为矩形的轮廓。激励频率由激励电压和磁通门的饱和磁通确定以使得激励频率是自激振荡的，或者，激励频率在相对小的频率范围内与外部信号同步。磁通门检测器中的一个经常被用于仅补偿激励信号。优点是在变换器的初级侧上和次级侧上存在的残余纹波相对低，其中残余纹波影响要测量的电流。然而，缺点包括第二磁通门的制造成本以及在初级电路和次级电路中存在的高频噪声，其中该高频噪声由具有陡边沿的几乎为矩形的激励电压的谐波导致。

在图1a和1c中说明的磁通门测量头的等效电路在图1b中表示，其中：

lh是主电感

rfe是铁耗电阻

cs是绕组的寄生电容

ls是泄漏电感

rcu是绕组的电阻

ns是次级线匝的数量

nfx是检测器线匝的数量

rm_s是次级电路的测量电阻器的电阻

rm_fx是磁通门检测器的测量电阻器的电阻

参考图1b和1c，磁通门检测器4、4’两者与次级主电感rcu_fx加ls_fx串联连接，并且其整体与初级电路p和次级电路s并联连接。对于高频范围，必须要测量的来自初级导体的电流通过电流互感器效应被直接传递到次级电路。由于是闭环系统，对于dc信号和低频信号，通过磁通门检测器的电流允许次级电路补偿初级导体安培匝数(ampereturn)。一般以方形电压对磁通门检测器激励，如图3a中可以看出的，由于激励电压的陡峭的斜率，通过电磁耦合，方形电压在初级侧上和次级电路上产生纹波。第二磁通门检测器的目的是最小化这些非期望的效应。

图2表示没有第二磁通门检测器4’的等效电路。激励电压vfx_in通过变压器效应产生电压u1。这一电压被分配在电路部分z2和z3上(初级电路p断开)，并且因此产生耦合到次级电路s的电压u3。结果是通过测量电阻器rm_fx1的噪声电流的基频与激励电压的频率相同。图3a-3c的图像说明了这一效应。

图3a示出了激励电压vfx_in和通过磁通门测量电阻器的电压um_fx。图3b呈现了由于磁通门检测器电路与次级电路之间的磁耦合导致的在次级测量电阻器两端的纹波电压um_s的全局视图。图3b和3c中的峰主要是由于激励电压切换期间的寄生耦合。在确保变换器的带宽的条件下，可以通过滤波部分地降低峰。通过如图1a到1c中示出的将第二磁通门检测器4’放置在屏蔽件5中，并且以与激励电压vfx_in相同但相位偏移180°的电压对第二磁通门检测器4’激励，可以减少低频纹波。由此，电压u1和u1’的和应趋于零，从而抵消如在图1d的等效电路中说明的耦合的效应。总之，第一磁通门4被用作检测器(主)，而第二磁通门4’被用于减少纹波(从)。虽然第二磁通检测器允许对纹波的部分抵消，但是没有抵消峰。这一已知的系统的另一个缺点是生产成本高。

由激励信号导致的噪声的问题不限于以上描述的特定配置，并且可能在其它基于磁通门的变换器中被发现，尤其是在被用于要求高精确度的应用的基于磁通门的变换器中。

本发明的一个目的是提供具有准确的磁通门磁场检测器的电流变换器，并且该电流变换器对于生产和装配是紧凑和经济的。

提供可靠的、容易实现的和使用上经济的电流变换器是有利的。

提供在其预期寿命内稳健的并且稳定的电流变换器是有利的。

技术实现要素：

本文公开了用于测量在初级导体中流动的初级电流的闭环型电流变换器，该电流变换器包含磁通门测量头和电子电路，该电子电路包括用于数字信号处理的微处理器。测量头包括次级线圈和磁通门检测器，磁通门检测器包含安装在磁屏蔽件内部的激励线圈和磁材料芯。电子电路包含激励线圈驱动电路，激励线圈驱动电路被配置为产生交变激励电压以向激励线圈供应交变激励电流。次级线圈在电子电路的反馈回路中连接到激励线圈驱动电路。电子电路还包含纹波补偿电路，纹波补偿电路被配置为通过将纹波补偿信号注入测量头的线圈中来补偿由交变激励电压产生的纹波信号。

根据本发明的第一方面，纹波补偿电路包含缠绕在磁屏蔽件周围或者缠绕在次级线圈周围的专用的纹波补偿线圈，其中该磁屏蔽件围绕磁通门检测器，纹波补偿信号被注入到纹波补偿线圈中。

在一个变形中，纹波补偿信号可以被注入到测量头的次级线圈中。

在一个变形中，纹波补偿信号可以被注入到测量头的缠绕在次级线圈周围的静电屏蔽线圈中。

根据本发明的第二方面，微处理器包含控制器，该控制器被配置为控制被施加到磁通门检测器的阻抗两端的交变激励电压的幅值，从而维持磁通门检测器中预设的饱和水平。通过对所施加的交变激励电压的数字采样和信号处理以及对采样的信号的幅值进行增大或减小来执行幅值控制。

根据本发明的第三方面，交变激励电压基本为正弦波的形式。

在有利的实施例中，微处理器包含控制器，该控制器被配置为通过对被施加到磁通门检测器的阻抗两端的交变激励电压进行数字采样和信号处理以及通过比较所述施加的交变激励电压与储存在电子电路的查找表中的预设值，控制纹波补偿信号的幅值。

在有利的实施例中，预设值包括激励电压对应的三个值：在限定的参考温度处、在限定的最小运行温度处以及在限定的最大运行温度处。有利地，可以通过线性插值获得预设值之间的其它值。

在有利的实施例中，通过电子电路的微处理器的数字到模拟转换器(dac)产生正弦波。

在一个实施例中，电子电路的微处理器包含离散傅里叶变换(discretefouriertransform，dft)模块，该模块被配置为用于对所述施加的交变激励电压进行的数字采样和信号处理。

在一个实施例中，电子电路的微处理器包含戈泽尔(goertzel)滤波器，该滤波器被配置用于对所述施加的交变激励电压进行的数字采样和信号处理。

在一个实施例中，次级线圈的线匝的数量是纹波补偿线圈的线匝的数量的至少十倍。

在一个实施例中，电子电路包含二次谐波检测电路，二次谐波检测电路被配置为通过对所述施加的交变激励电压的数字采样和信号处理检测被施加到磁通门检测器的阻抗两端的交变激励电压的二次谐波，其中所述二次谐波被用于控制反馈回路中的次级线圈补偿电流。

在优选的实施例中，测量头具有单个所述磁通门检测器。

附图说明

从权利要求中、从具体实施方式中和附图中，本发明的其它目的和有利特征将是明了的，其中在附图中：

图1a是根据现有技术的电流变换器的磁测量头的局部截面透视图；

图1b是根据现有技术的图1a的磁测量头的等效电路的示意性表示，并且图1c是图1a的磁测量头的示意性表示；

图1d是图1a的磁测量头的等效电路的示意性表示，说明了根据现有技术的纹波效应的抵消。

图2是与图1a相似但仅具有一个磁通门传感器并且没有纹波补偿功能的磁测量头的等效电路的示意性表示；

图3a、3b和3c是根据图2分别说明激励电压、磁通门绕组中的电流的图形和输出电压的纹波信号的图；

图4是根据本发明的一个实施例的电流变换器的示意性框图；

图5a是磁通门检测器的激励信号和响应信号的图形表示，图5b示意性地说明了根据本发明的一个实施例的磁通门检测器。

图6是根据本发明的一个实施例的磁测量头的等效电路的示意性表示；

图7a和7b是具有理想电流源的图6的电路的简化表示，其中图7a没有根据本发明的一个实施例的纹波补偿，而图7b具有纹波补偿；

图8a是图7a的电路的激励信号和响应信号的图形表示，并且图8b是图7b的电路的激励信号和响应信号的图形表示；

图9a和9b是具有非理想电流源的图6的电路的简化表示，其中图9a没有根据本发明的一个实施例的纹波补偿，而图9b有纹波补偿；

图10a是图9a的电路的激励信号和响应信号的图形表示，并且图10b是图9b的电路的激励信号和响应信号的图形表示；

图11是没有纹波补偿的电路的激励信号和输出信号的图形表示；

图12是具有根据本发明的一个实施例的纹波补偿的电路的激励信号和输出信号的图形表示；

图13是对于不同运行温度、有纹波补偿和没有纹波补偿的积分残余噪声(误差信号)随着频率的图形表示；

图14a和14b是根据本发明的一个实施例的磁通门检测器的激励信号和磁通门响应信号的图形表示，图14a表示当初级电流为零时的行为，而图14b表示当初级电流非零(在该具体例子中为1安培直流电流)时的行为；

图15a和图15b说明了根据本发明的一个实施例的磁通门检测器对于不同激励电压的电压行为，图15a表示峰为4.0v的激励电压，并且图15b表示峰为4.1v的激励电压；

图16是根据本发明的一个实施例的纹波补偿线圈电路的控制器电路的示例的框图；

图17是根据本发明的一个实施例的磁通门检测器的激励信号和纹波补偿信号的图形表示。

具体实施方式

参考附图，特别是从图4开始的附图，用于测量在初级导体1中流动的初级电流ip的电流变换器2的示例性实施例包含磁通门测量头7，磁通门测量头7包含磁通门磁场检测器4和缠绕在磁通门磁场检测器周围的次级线圈6。在本文中，为了简洁，磁通门磁场检测器还可被称为“磁通门检测器”。测量头还可以包含围绕磁通门检测器4的磁屏蔽件8，磁屏蔽件8由具有高磁导率的软磁材料制成。次级线圈6可以位于磁屏蔽件8周围。例如，磁屏蔽件可以由在磁通门检测器周围被组装在一起的两个壳体部形成，或者由缠绕在磁通门检测器周围的磁材料带形成。相关于以上描述的方面，除了不需要第二磁通门检测器4’，测量头7可以具有与图1a的已知的测量头相似的构造。

如本身在本技术领域中众所周知的，次级线圈充当补偿线圈，被供应在连接到磁通门检测器4的反馈回路12中的电流is，其中该电流is寻求抵消由携带要测量的电流ip的初级导体1产生的磁场，其中初级导体延伸通过变换器的中央通道10。由初级导体1产生的磁场在磁屏蔽件8和磁屏蔽件8的部分中流通并且被位于屏蔽件8内部的磁通门磁场检测器4拾取。

磁通门磁场检测器4包含可饱和软磁芯5，可饱和软磁芯5被连接到激励线圈驱动电路14的激励线圈3围绕，其中激励线圈驱动电路14产生被配置为交替地使软磁芯饱和的交变激励电流ifx。由残余电流链(ip·np-is·ns)产生的磁场在交变信号ifx上产生偏置，该偏置可以被测量并且表示测量误差。

在本发明中，用于抵消用于测量的主要的磁通门磁场检测器的输出信号中的纹波的第二磁通门的使用被避免。在本发明中，通过包含微处理器18和纹波补偿线圈控制电路28的电子电路16执行纹波补偿功能，其中微处理器18可以与用于控制次级绕组6的控制回路12中的微处理器相同或不同，并且纹波补偿线圈控制电路28经由控制回路30被连接到纹波补偿线圈26。纹波补偿线圈控制电路28被配置为产生纹波补偿电流ir，其中纹波补偿电流ir寻求抵消由磁通门检测器4的激励电流ifx导致的纹波信号。用于磁通门磁场检测器4的激励线圈的激励电压信号ifx由微处理器18和放大器20产生。激励电流ifx的峰值由微处理器18的峰检测功能22监测，并且激励信号的幅值经由磁通门控制回路24被缓慢调整从而实现激励电流的峰值基本恒定或稳定。这对于补偿是有用的，尤其是对于补偿磁通门的温度依赖的饱和磁通。

根据本发明的第一方面，磁通门磁场检测器的激励线圈的激励信号的形状被提供为正弦波或基本为正弦的信号。宗旨是在不用切换的情况下有具有低数量的谐波的信号。图5a、5b的仿真示出了当以正弦的激励电压v1激励磁通门检测器时的不同信号。电压信号um_fx是通过磁通门电流分流器rm_fx的电流的图形，示出了检测器的典型饱和曲线。然而，在磁通门检测器两端的电压u_fx(v1-um_fx)保持为接近完美的正弦波，并且因此，由于耦合效应，在次级线圈的输出处的电压um_s保持为基本正弦。虽然由于激励电压v1的性质，峰已经消失，但下一步骤是去除次级线圈的输出处的纹波。这可以通过在次级线圈周围设置具有多个线匝nfxc的纹波补偿线圈26并且使用这一纹波补偿线圈26注入与纹波的相位相反的电流ir从而抵消纹波来实现。包括纹波补偿电路的等效电路在图6中示出。

参考图7a和7b，示出了图6的等效电路的简化的电路图，其中图7a涉及未连接纹波补偿线圈的情况，而图7b涉及连接有纹波补偿线圈26的情况，两者都假设理想电流源。由于变压器定律，诸如电压源、电流源、电感和电阻的元件可以被称为初级侧。所提及的值对应于示例性应用。激励频率选为1khz。

参考图7a和8a，在未连接纹波补偿电压信号源并且假设当电流为零时初级电流ip为完美源的情况下，来自被称为初级v_fx_p源的磁通门激励电压的电流只能通过次级线圈负载rcu_s_p+rm_s_p，并且纹波因此被耦合到次级侧电路。

参考图7b和8b，说明了当连接被称为初级v_fxc_p源的纹波补偿电压时对纹波效应的抵消。通过适宜地设置补偿线圈电压信号v_fxc_p的相位和幅值，来自磁通门激励电压信号v_fx_p源的电流被补偿线圈电压信号v_fxc_p源偏转和吸收。由于在次级负载两端的电压接近为零，没有纹波耦合到次级电路。

参考图9a、10a和9b、10b，即使在非理想初级电流源(由初级电流源阻抗rm_p表示)的情况下，纹波补偿对于减少纹波效应仍是有效的。由于次级线圈电路的线匝的数量大(例如n_s＝2500并且nfxc＝50)，与初级阻抗相比，次级侧阻抗rm_s_p非常低。因此，补偿线圈电压信号v_fxc_p的设置实际上不依赖于初级电流源阻抗rm_p或者次级侧阻抗rm_s。假设次级线圈线匝的数量n_s远大于纹波补偿线圈的线匝的数量nfxc(n_s>>nfxc)，即使当变换器在互感器效应模式中用作电流互感器时，来自初级导体的电流也将不与纹波补偿电路26、28耦合，而是与次级电路6、13耦合。优选地，次级线圈线匝的数量n_s是纹波补偿线圈的线匝的数量nfxc的至少十倍。

参考图11，说明了当纹波补偿电路被关断时对次级电路输出电压的测量。在次级电路输出电压信号中发现的高频(hf)噪声是由于功率放大器的性质造成的，其中在这一示例中，功率放大器是例如切换频率为200khz的d类放大器。如图12中示出的，一旦纹波补偿线圈被接通，纹波消失，其中剩余的信号是由于d类放大器的hf噪声。

在以上相关于图9-10描述的特性下，图13示出了噪声谱密度在频率上的积分相对于电流变换器的频率，其中电流变换器用于ipm＝3000a的初级测量范围。在没有补偿的情况下，由于纹波造成的误差表示为大于100ppm(百万分率)的值。在接通纹波补偿电路的情况下，误差值为5ppm左右。激励频率在1khz处时，磁通门检测器的相干噪声(纹波)被良好地补偿。由于在磁通门检测器两端的电压ufx的小的畸变(如之前相关于图5a、5b讨论的)，在3khz处存在三次谐波(但是通过为补偿信号添加这一频率的具有适宜的幅值和相位的信号，该三次谐波可以被抑制)。

磁通门检测器的激励电压是正弦波，该正弦波初始地由电流变换器的微处理器18的数字到模拟转换器(dac)32产生。一旦被滤波和放大(例如经由推挽输出电路)，正弦波信号通过电容器被施加到磁通门检测器4的激励线圈，从而消除可能的dc(直流)偏移成分，dc偏移成分可能被检测器诠释为初级电流。对在磁通门电流分流器rm_fx两端的电压采样，其中该电压是流过磁通门检测器的电流的图形。

当残余电流链为零时，采样的信号基本仅包含奇次谐波(oddharmonic)。另一方面，在残余电流链与零不同的情况下，出现偶次谐波。由于二次谐波是最大的，所以通过主要提取二次谐波执行对残余电流链的测量，例如通过对于特定的频率(即激励频率的两倍)使用离散傅里叶变换(dft)。

在一个变形中，对于数字信号处理，可以使用戈泽尔滤波器(goertzelfilter)或者任意其它方法提取二次谐波或者更高次的偶次谐波。

图14a和14b示出了对激励电压和通过磁通门电流分流器电阻器rm_fx的磁通门检测器的电流的测量。在图14a中，初级电流为零，其中观察到磁通门电流对称并且没有偶次谐波。在图14b中，初级电流与零不同(在这一具体示例中为1安培)，其中信号不对称并且存在偶次谐波。这一检测被用于闭环系统，换言之，被用于控制次级电流以补偿初级导体信号(也被称为初级导体电流链或者初级安培匝数)。

磁通门电流信号的采样值还被处理以控制磁通门检测器的饱和水平，从而一方面避免可能会增大能量消耗和纹波畸变(纹波畸变后更难被抵消)的过饱和，另一方面避免不允许执行二次谐波检测的低饱和。

在磁通门分流器电阻器rm_fx两端的电压的最大(峰)值提供了关于饱和水平的信息。参考图4，说明了用于控制磁通门检测器的饱和水平的控制电路的图示(框22、36、32)。在比较最大值与选择的设置点值之后，例如可以包含纯积分器的第二控制器36增大或者减小(如所要求地)被馈送到低通滤波器38的激励dac信号的幅值。激励电压被设置为维持在微处理器中限定的一定的饱和水平，其对于在生产中调整磁通门检测器之间的散布(scattering)以及在使用期间调整磁通门检测器的特性相对于温度的变化是有用的。图15a和图15b说明了对于不同激励电压的磁通门检测器电压行为，图15a表示峰为4.0v的激励电压，而图15b表示峰为4.1v的激励电压。

参考图4，第一控制器40产生控制放大器13的信号以便用次级电流is补偿初级电流链。

微处理器18的第三控制器37(见图4)涉及纹波补偿(见图6中的原理)。为了保持一定的准确性水平(见图13)，施加小的校正。纹波幅值被链接到激励电压，并且由于激励电压根据温度而改变，纹波补偿也对温度敏感。因此，在每个激励电压值处，存在补偿电压信号vfxc的优化值(相位和幅值)。相位可以被设置一次，但是幅值可以被通过图16中说明的查找表(lut)52控制或者通过作为磁通门激励电压的函数的任意其它适宜的控制算法控制。在激励电压采样之后，借助于查找表lut52，将设置点分配到输入值in。lut52主要包括相应的三个值：一个针对在例如限定的参考温度ta＝25℃处的激励电压值，另一个针对限定的最小运行温度tamin以及另一个针对限定的最大运行温度tamax。对于其它情况，可以应用线性插值。因此，饱和磁通密度的温度依赖可以被自动地包括在补偿中：在较高温度处，饱和磁通减小，由于激励电压的控制回路，这一电压也减小，并且激励补偿信号也随之减小。对在纹波补偿线圈负载rm_fxc两端的电压的采样允许通过第二控制器36控制纹波补偿dac33的幅值，其中第二控制器36可以包含纯积分器。

图17示出了在低通滤波器38之前和之后的激励dac输出信号和纹波补偿dac输出信号。

在本发明的一个变形中，替代于设置专用的纹波补偿线圈26，可以使用次级线圈6通过在数字域或模拟域中将补偿信号添加到次级电流控制电路放大器13的输入信号来注入补偿电压。实际上，如果通过电压信号对磁通门检测器激励，补偿信号也应该是电压。

在本发明的另一个变形中，替代于设置专用的纹波补偿线圈26，由缠绕在次级线圈绕组周围的导体制成的静电屏蔽屏可以被用于注入补偿电压。在许多传统的变换器头设计中这也是可能的，因为用于环形变压器的绕组的静电屏经常由缠绕在末端绕组之后的绝缘铜条制成。

可以在电流变换器的调试期间确定激励补偿信号的幅值和相位，但是也可以通过变换器的正常运行期间的在线算法将它们最小化(即使对于几个谐波)。