一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法与流程

本发明涉及一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法，属于无线电计量测试技术领域。

背景技术：

振动测量与校准中的测振问题，由于信号波形来源于电信号源的正弦波，而最终产生的是振动台输出的正弦振动波形。中间经过功率放大器、机械振动台等机电环节，正弦振动波形相对于电信号源中的正弦波形，有了一个较大的时间延迟，若该时间延迟大于一个正弦波形周期时，通常认为属于大延迟，不能使用直接的相位测量方法予以解决，只能通过专门的触发延迟测量手段进行计量校准，从而产生了任意时间大触发延迟的校准问题。本发明主要针对该问题，提出一种大触发延迟的量子化测量方法，解决其溯源问题。

触发功能是数字示波器之所以广泛应用和功能强大的基础之一，由于有了丰富多彩的触发功能和性能，人们得以实现真正的“同步”采样测量、“延迟”测量、“预先”测量等等功能，使得不同通道的信号波形不仅有了幅度上的波形监测信息，在时间顺序上也建立了统一的尺度，以便于人们更加精确客观地分析事件，用于各种形态的故障、异常状态和信息特征的监测、抓取、详细研究，并对于这些被抓取的事件的前因后果部分进行彻底分析与揭示。

为了深刻揭示不同事件的时序关系以判定它们之间的因果关联，人们发明了各种各样的条件延迟触发技术，并在实际工作中获得了极为广泛的应用。

例如，人们针对测距机的测量距离模拟、无线电高度表试验器的高度模拟、雷达模拟器的远程距离模拟，主要使用时间差进行模拟。而直接进行波形测量无法兼顾波形存储深度和时间分辨力，延迟触发经常被使用，延迟时间的精确测量与校准经常被涉及到。数字化解调仪器仪表的调制与解调延迟的计量校准，激光测振仪的调制解调的时间延迟的校准等更是直接使用了延迟测量功能及性能。

在这些应用过程中，大触发延迟的计量校准一直存在着比较大的问题。通常，人们认为那些延迟时间远远大于一个信号周期的延迟为大延迟，多者通常为几十秒、几百秒、甚至上千秒，少则也可能达到几十毫秒，直接使用相位差方式进行延迟测量很困难或不可能。

触发延迟计量校准的主要表现形式为，人们通常使用各种延迟电路、延迟器件来实现各种不同的延迟，并以此作为标准来对数字示波器等仪器设备的触发测量功能与性能进行计量校准。其中，比较精确的固定延迟器件通常都只有几个固定的时间点，并且多数是比较小的延迟时间，由于技术难度、硬件成本等因素很少用于实现大延迟。而可调延迟电路，由于需要使用电子元器件等实现延迟，其准确度不如固定延迟器件，并且也存在调节分辨力误差等问题，无法实现任意延迟的设定。而人们在实际工作中，对于触发延迟设定的需要具有任意性，并不能够完全符合和限定在较小延迟或某些延迟时间点上。因此，人们实际上需要寻找一种计量校准方法，可以比较方便容易地进行任何一种大延迟时间的精确测量与校准。

本发明使用的方法是在延迟时间增量相同的条件下，通过使用不同的已知正弦信号频率激励，对于每个频率而言，延迟时间差等于相位差对应的时间差叠加整数个正弦波形周期，相位差对应的时间差可直接测量计算获得，而整数个正弦波新周期，则具有跳变的量子化特征，通过延迟时间差相等的条件解算获得，由此最终获得大延迟时间差的校准结果，并将其溯源到正弦信号频率量值上。也能达到仅仅使用正弦信号周期和相位测量就可以进行触发延迟精确测量的目的，无须额外的延迟时间标准装置。其测量范围可以从纳秒量级至上百秒量级，测量准确度优于0.01％。

技术实现要素：

本发明的目的是为了克服现有的触发延迟测量方法的缺点，针对数字示波器大延迟触发的计量校准需要高精度大延迟器且延迟不能任意设定且精度也不容易很高的技术现状，提出一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法。

本发明的核心思想为：一种利用相同延迟时间差所对应的正弦信号相位差与正弦信号频率成正比，且相位同时具有周期性的量子化特征，使用互相为质数规律的3个不同频率正弦波形作为触发激励信号，利用固定触发延迟τ在不同频率f_k下产生的相位差φ_k具有在基础相位差基础上以2π为间隔跳动的量子化特征，并且理论上不同相频点(f_k,φ_k)在同一直线上的本质特征，判定量子化整数，进而使用这些正弦激励信号的周期(频率f_k)和相位差φ_k来测量触发延迟τ；激光测振仪的延迟可以进一步通过数字示波器大触发延迟测量功能来读取，即实现了本发明一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法。

本发明具体通过以下技术方案实现的。

一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法，包括以下内容：

使用频率互相为质数规律的3个不同频率正弦波形作为触发激励信号，使用这些正弦激励信号的周期(频率)来作为测量触发延迟的尺子，为适应大时间延迟的测量，将触发延迟时间分为整数个信号周期部分和小数个信号周期部分；

其中，所述小数个信号周期部分的延迟使用同频率下相位差测量原理进行测量、拟合以及运算处理获得；

对于固定延迟时间，即待测量延时τ，其所对应的完整信号相位差与频率的关系为：

φ_k＝2πf_k·τ；

其中，固定延迟时间，记为τ；完整信号相位差，记为φ_k；完整信号频率，记为f_k；

在测量中，由于正弦波的周期性，导致相位差的多值性，具有典型的量子化特征，即：人们测量获得的相位差为其值域范围为

则有：

m为非负整数；

其中，所述整数个信号周期部分整数m的确定，是在已知延迟时间测量范围极限前提条件下，对于同一固定延迟时间τ，通过选取不同激励频率量值之间的相位关系确保不同频率下的(φ_k,f_k)点在同一直线上来确定整数m,并保证计算结果具有唯一性来确定整数值；

一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法，具体步骤如下：

步骤一、设定被测量数字示波器的触发条件、选取信号源1的信号幅度以及信号频率、在触发延迟为零情况下对信号源1输出的信号进行等间隔采样获取序列，再用四参数正弦波拟合法对此序列进行拟合；

步骤一的具体过程如下：

步骤1.1设定被测量数字示波器的触发条件，根据被测量数字示波器触发信号的幅度范围和触发信号频率范围，选取信号源1的信号幅度以及信号频率；

其中，信号频率，记为f_a；

步骤1.2通过三通将步骤1.1选取的信号源1产生的正弦波信号同时加载到数字示波器的测量通道和触发输入端，设定触发延迟为零，触发测量并获得采样时间点上的等间隔采样序列；

其中，触发延迟，记为τ₀；等间隔采样时刻点，记为t_0,1,t_0,2,...,t_0,n；采样时间点上的等间隔采样序列，记为x_0,1,x_0,2,...,x_0,n；n为序列的采样序列的点数；

步骤1.3用四参数正弦波拟合对步骤1.2输出的等间隔采样序列进行最小二乘波形拟合，四参数正弦波拟合的波形最小二乘拟合曲线的函数表达式为如下公式(1)：

其中，A_a0为拟合正弦波形幅度；为拟合正弦波频率；φ_a0为拟合正弦波形初始相位，0≤φ_a0<2π；D_a0为拟合正弦波形直流分量；t_0,i为第i个间隔采样时刻点，y_a0(t_0,i)为对应采样间隔时刻点t_0,i的拟合值；π代表180度角度对应的弧度；

拟合残差均方根值为：

${\mathrm{\&rho;}}_{a0}=\sqrt{\frac{1}{n}\underset{i=1}{\overset{n}{\&Sigma;}}{\left(y_{a0}\right(t_{0i})-x_{0i})}^2}---\left(2\right)$

其中，ρ_a0为拟合残差均方根值，当采样序列中仅含有噪声因素误差时，ρ_a0即为叠加在正弦波形之上噪声的实验标准偏差；为求和符号，求和变量i的变化范围为1到n；

步骤二、其它条件不变，设定待测量延迟，在此触发延时情况下，对信号源输出的信号触发测量，并获得采样时间点上的等间隔采样序列；

其中，所述的其它条件不变，指的是：步骤一中设定的被测量数字示波器的触发条件、选取信号源1的信号幅度以及信号频率均不变；采样时间点记为：t_τ,1,t_τ,,2,...,t_τ,n上的等间隔采样序列为x_τ,,1,x_τ,,2,...,x_τ,n；

步骤三、用四参数正弦波拟合方法进行最小二乘波形拟合，其波形最小二乘拟合曲线的函数表达式为公式(3)：

其中，A_aτ为拟合正弦波形幅度；为拟合正弦波频率；为拟合正弦波形初始相位，D_aτ为拟合正弦波形直流分量；

拟合残差均方根值为公式(4)：

${\mathrm{\&rho;}}_{a\mathrm{\&tau;}}=\sqrt{\frac{1}{n}\underset{i=1}{\overset{n}{\&Sigma;}}{\left(y_{a\mathrm{\&tau;}}\right(i_{\mathrm{\&tau;}i})-x_{\mathrm{\&tau;}i})}^2}---\left(4\right)$

ρ_aτ为拟合残差均方根值；当采样序列中仅含有噪声因素误差时，ρ_aτ为叠加在正弦波形之上噪声的实验标准偏差；

则，待测量的触发延迟τ对应的相位差φ_a可以表示为：

其中，p为待定整数，表示触发延迟为p个信号周期(1/f_a)叠加一个相位差对应的时间差；φ_a为触发延迟时间在频率f_a时所对应的完整相位差，它是在基础上叠加p个2π所得，具有典型的量子化特征；

步骤四、选取另一异于步骤一中的信号频率且大于步骤一中信号频率的频率，信号源1产生此选定频率的正弦波信号，并同时加载到数字示波器的测量通道和触发输入端，分别设定触发延迟为零和待测触发延迟，并获得采样时间点上的等间隔采样序列，再分别用四参数正弦波拟合法对此序列进行拟合；

其中，选定频率，记为f_b，f_b>f_a，f_b与f_a互质；

则待测量的触发延迟τ对应的相位差φ_b可以表示为：

其中，q为待定整数，表示触发延迟为q个信号周期(1/f_b)叠加一个相位差对应的时间差；为触发延迟为τ时的拟合正弦波形初始相位，为触发延迟为0时的拟合正弦波形初始相位，φ_b为触发延迟时间在频率f_b时所对应的完整相位差，是在基础上叠加q个2π所得，q≥p；

步骤五、选取另一异于步骤四选取信号频率且大于步骤四中选取信号频率的频率，信号源1产生此选定频率的正弦波信号，并同时加载到数字示波器的测量通道和触发输入端，分别设定触发延迟为零和待测触发延迟，并获得采样时间点上的等间隔采样序列，再分别用四参数正弦波拟合法对此序列进行拟合；

其中，选定频率，记为f_c，f_c>f_b，f_c与f_b互质；

则待测量的触发延迟τ对应的相位差φ_c可以表示为：

其中，r为待定整数，表示触发延迟为r个信号周期(1/f_c)叠加一个相位差对应的时间差；为触发延迟为τ时的拟合正弦波形初始相位，为触发延迟为0时的拟合正弦波形初始相位，φ_c为触发延迟时间在选定频率f_c时所对应的完整的相位差，是在基础上叠加r个2π所得，r≥q；

步骤六、由步骤三、步骤四以及步骤五输出的待测量的触发延迟对应的相位差可见，选定频率与其所对应的完整相位差之间的关系曲线是一条直线，通过计算寻找唯一一组使得不同的选定频率与其所对应的完整相位差组成的曲线是一条直线的规律来判定步骤三、步骤四及步骤五中触发延迟中的信号周期值；

其中，由步骤三、步骤四以及步骤五输出的待测量的触发延迟对应的相位差分别由式(5)到(7)计算，由这些公式可以看出:不同的点(φ_k,f_k)的关系曲线是一条斜率为2πτ的直线，(k＝a,b,c)，通常，人们能够明确已知待测触发延迟远小于某个最大时间差T，则通过计算：

M＝T×f_a (8)

N＝T×f_b (9)

Q＝T×f_c (10)

则：

0≤p≤M (11)

0≤q≤N，p≤q≤N (12)

0≤r≤Q，p≤q≤r≤Q (13)

人们可以从满足式(11)～(13)的p、q、r的组合中，在相同延迟时间τ条件下，寻找唯一一组使得不同的点(φ_k,f_k)组成的曲线是一条直线的规律来判定p、q、r值；

不同的点(φ_k,f_k)是否在一条直线上的判别，是通过最大频率和最小频率对应的两个边缘点组成的端基直线上，中间各个点与端基直线的回归误差最大值是否小于约定判据(一般选取相位测量最大允许误差作为判据)确定，小于者，判定各个点在一条直线上，否则判定它们不在同一直线上。若有多条直线符合要求，则最大回归误差最小者为所求；

步骤七、判定步骤六输出触发延迟中的信号周期值组合是否唯一，并决定数字示波器结束对大延迟的定量测量，具体为：

7.1若步骤六输出的触发延迟中的信号周期值，即p、q、r的组合唯一，则数字示波器结束对大延迟的定量测量；

7.2若步骤六输出的触发延迟中的信号周期值，即p、q、r的组合不唯一，则需要另外选择一个信号频率f_d，使得其与f_a、f_b、f_c均互质；在频率f_d上，以及触发延迟0和触发延迟τ上，并分别获得采样时间点上的等间隔采样序列，再分别用四参数正弦波拟合法对此序列进行拟合；

则待测量的触发延迟τ对应的相位差φ_d可以表示为：

其中，s为待定整数，表示触发延迟为s个信号周期(1/f_d)叠加一个相位差对应的时间差；为触发延迟为τ时的拟合正弦波形初始相位，为触发延迟为0时的拟合正弦波形初始相位，φ_d为触发延迟时间在频率f_d时所对应的完整的相位差，是在基础上叠加s个2π所得，s≥r；

W＝T×f_d (15)

则：

0≤s≤Q，r≤s≤Q (16)

进一步通过是否能找到合适的s值，使得点(φ_d,f_d)在前3个点所构成的直线上且唯一，判定点s值，具体为：

在p、q、r、s四个点中，能同时满足3个点(φ_k,f_k)，k＝a,b,c,d，在同一直线上，此唯一组合即为所求；再进一步根据式(17)确定触发延迟τ即为所求的测量结果：

$\mathrm{\&tau;}=\frac{\underset{k=a}{\overset{c}{\&Sigma;}}{\mathrm{\&phi;}}_k}{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\underset{k=a}{\overset{c}{\&Sigma;}}{f}_k}---\left(17\right)$

至此，从步骤一到步骤七；实现了数字示波器大触发延迟的定量测量，进一步的，激光测振仪的延迟时间通过数字示波器大触发延迟定量测量功能来读取，即完成了本发明一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法。

有益效果

一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法，与普通测量与校准方法相比，具有如下有益效果：

1.本发明所述方法的特征是无需硬件延迟器件，并可以实现对任意选定的大触发延迟进行精确测量和校准，使用正弦信号频率对其进行溯源；

2.本发明所述方法中基于正弦信号判定，由于正弦信号的频率是目前为止准确度最高的物理量值，因此，可以通过本发明方法极大提高大触发延迟的测量准确度；

3.本发明所述方法简捷，算法收敛且容易实现；

4.本发明所述方法与以往使用固定延迟器或延迟电路相比，省去了该部分硬件装置，转而直接使用正弦信号频率量值确定并测量数字示波器的触发延迟，具有更高的测量准确度；

5.本发明所述方法可针对任意量值的触发延迟时间差进行计量校准，不存在硬件延迟量程范围不足、分辨力不足、校准点不足等问题；

6.本发明所述方法省去了延迟电路和延迟器自身的计量校准与溯源环节。在触发延迟时间差计量校准方面，以及触发延迟时间差精确测量方面具有较大优势；

7.本发明所述方法不仅仅适用于大触发延迟的精确测量和计量校准，对于小触发延迟的精确测量和计量校准，本发明方法依然适用。

附图说明

图1为本发明一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法及实施例的流程图；

图2为本发明一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法实施例1中的结构示意图；

图3为本发明一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法实施例2中的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步说明。

实施例1

一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法，其流程图如图1所示。

由图1可以看出，本发明所述方法包含如下步骤：

步骤1：设定被测量数字示波器的触发条件、选取信号幅度以频率、设定触发延迟为零对信号进行等间隔采样获取序列，再用四参数正弦波拟合对采样序列拟合；

步骤2：其它条件不变，设定待测量延迟，在此触发延时情况下，对信号源输出的信号触发测量，并获得采样时间点上的等间隔采样序列；

步骤3：用四参数正弦波拟合方法进行最小二乘波形拟合；

步骤4：选取异于且大于步骤1中的信号频率，信号源1产生此选定频率的正弦波信号并加载到测量通道和触发输入端，设定触发延迟为零和待测量延时，获得等间隔采样序列，再进行四参数正弦波拟合；

步骤5：选取异于且大于步骤4中选取的信号频率并产生此选定频率的正弦波信号，加载到测量通道和触发输入端，分别设定触发延迟为零和待测触发延时，获得等间隔采样序列，再进行四参数正弦波拟合；

步骤6：步骤3到5输出的待测量的触发延迟对应的相位差的关系是一条直线，通过此规律，计算并寻找唯一一组信号周期值组合；

步骤7：判定步骤6输出触发延迟中的信号周期值组合是否唯一，并判定数字示波器结束对大延迟的定量测量；

至此，从步骤1到步骤7；实现了数字示波器大触发延迟的定量测量，进一步的，激光测振仪的延迟时间通过数字示波器大触发延迟定量测量功能来读取，即完成了本发明一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法。

图2为本实施例的结构示意图。图2中，部件1代表待测量数字示波器，部件2代表正弦信号源，通过它给被测量数字示波器1施加正弦激励，并同时给其提供正弦波触发信号。具体测量过程如下：

1)设定被测量数字示波器的触发条件，根据被测量数字示波器触发信号的幅度范围和触发信号频率范围，选取信号源1的信号幅度，信号频率为f_a。

由于本实施例中被测量数字示波器触发信号的时基延迟范围、幅度范围和触发信号频率范围分别为5ns～250s、50Hz～50MHz和-5V～+5V，因此在上述范围内选取信号源2的信号幅度为1V，信号频率为f_a＝29.123MHz，通过三通将正弦波信号同时加载到数字示波器的测量通道和触发输入端，设定触发条件为上升沿触发，触发电平为0.8V。设定触发延迟为0，触发测量并记录采样波形序列，获得采样时间点t₀₁,t₀₂,...,t_0n上的等间隔采样序列为x₀₁,x₀₂,...,x_0n。

用四参数正弦波拟合方法进行最小二乘波形拟合，其波形最小二乘拟合曲线的函数表达式为公式(1)；拟合残差均方根值为公式(2)；

2)其它条件不变，设定触发延迟为待测量的延迟τ＝231.000s，触发测量并记录采样波形序列，获得采样时间点t_τ1,t_τ2,...,t_τn上的等间隔采样序列为x_τ1,x_τ2,...,x_τn。

用四参数正弦波拟合方法进行最小二乘波形拟合，其波形最小二乘拟合曲线的函数表达式为公式(3)；拟合残差均方根值为公式(4)；

3)则，待测量的触发延迟τ对应的相位差φ_a可以表示为公式(5)；

4)选取与f_a互质的信号频率为f_b＝31.456MHz，在频率f_b上，以及相同的触发延迟0和触发延迟τ上，执行步骤1)～3)所示的过程，则待测量的触发延迟τ对应的相位差φ_b可以表示为公式(6)；

5)选取与f_a、f_b互质的信号频率为f_c＝32.789MHz，在频率f_c上，以及相同的触发延迟0和触发延迟τ上，执行步骤1)～3)所示的过程，则待测量的触发延迟τ对应的相位差φ_c可以表示为公式(7)；

6)由式(5)～(7)可见，不同的点(φ_k,f_k)的关系曲线是一条斜率为2πτ的直线，(k＝a,b,c)，通常，人们能够明确已知待测触发延迟远小于某个最大时间差T，则通过计算：公式(8)、公式(9)和公式(10)则得出公式(11)、公式(12)以及公式(13)；人们可以从满足式(11)～(13)的p、q、r组合中，在相同延迟时间τ条件下，寻找唯一一组使得不同的点(φ_k,f_k)组成的曲线是一条直线的规律来判定p、q、r值。

不同的相频点(φ_k,f_k)是否在一条直线上的判别，是通过最大频率和最小频率对应的两个边缘点组成的端基直线上，中间各个点与端基直线的回归误差最大值是否小于约定判据(一般选取相位测量最大允许误差作为判据)确定，小于者，判定各个点在一条直线上，否则判定它们不在同一直线上。若有多条直线符合要求，则最大回归误差最小者为所求。

7)能同时满足3个以上相频点(φ_k,f_k)在同一直线上的唯一组合{p,q,r}即为所求，由它们按照式(17)所确定的触发延迟τ即为所求的测量结果。

实施例2

一种激光测振校准用大触发延迟的量子化测量方法，如图3所示，1为数字示波器，2为正弦信号源，通过它给被测量数字示波器1施加正弦激励，并同时给其提供正弦波触发信号。具体过程与实施例1相同，仅仅是触发通道是输入通道自己，而无须另外从特别的触发端子引入。

通过上述实施例可以看出，无需使用固定延迟器或延迟电路，本发明方法就可以针对任意量值的触发延迟时间差进行计量校准，不存在硬件延迟量程范围不足、分辨力不足、校准点不足等问题，并且由于本发明方法使用正弦信号频率量值确定并测量数字示波器的触发延迟，具有更高的测量准确度，同时，也省去了延迟电路和延迟器自身的计量校准与溯源环节；此外，本发明方法还有简捷、容易实现的特点，在触发延迟时间差计量校准方面，以及触发延迟时间差精确测量方面具有较大优势；并且，由于本发明方法将触发延迟时间分为整数个信号周期部分和小数个信号周期部分的两部分合成，因此不仅仅适用于大触发延迟的精确测量和计量校准，对于小触发延迟的精确测量和计量校准也同样适用。

以上所述为本发明的较佳实施例而已，本发明不应该局限于该实施例和附图所公开的内容。凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或修改，都落入本发明保护的范围。