本发明涉及高功率微波(HPM)领域，尤其是一种超窄脉冲产生装置复合馈电装置及方法。
背景技术：
：超窄脉冲信号持续时间非常短，频谱宽度很宽，理论上对现在所有电子系统都会产生干扰。而采用超窄脉冲信号的超宽带雷达(无载波雷达)，具有很高的距离分辨率、低截获概率、反隐身、抗干扰、抗反辐射导弹、强穿透力等常规雷达无法比拟的优点。目前，一类基于雪崩晶体管(下文简称雪崩管)的超窄脉冲源能够提供10kHz级重频，ns级的脉冲宽度，kV级的输出电压幅值，100ps级的上升沿和10ps级的前沿抖动，且具有体积小和一致性高的特点，为阵列化应用提供了可能。雪崩管具有以下特性：(1)雪崩性能(雪崩导通速度，导通内阻，雪崩恢复速度和功率承受能力等)，器件寿命和可靠性与其工作温度负相关；(2)损坏原因分为电击穿和热击穿两类，两种因素之间存在一定关联。损坏特性通常表现为雪崩管的截止电阻随工作时间逐渐降低(软损伤)，随着软损伤的发展，最终会突变为永久开路状态(硬损伤)。偏置电压的时序，工作重频和工作温度对热击穿过程均有影响。这类电路中采用的馈电方式分为恒流馈电和恒压馈电两大类，前者电源相对复杂，后者电源较为简单，利于阵列化使用。恒压馈电又主要分为RC馈电和LC谐振馈电两类。RC馈电方式的电路如图3(A)所示。电容C的初始电压为零，充电开始时，开关S闭合，恒压电源E通过限流电阻R对电容充电，经过时间T(T>5RC)充电完成，电容上的电压基本等于电源电压E。充电过程中，电容两端的电压为：u＝E(1-e-t/RC)回路中的电流为：i＝Ee-t/RC/R因此，理论上RC馈电方式的充电效率为：但是基于雪崩三极管的超窄脉冲源在获得高重频，高峰值功率超窄脉冲信号时，存在很多问题。技术实现要素：本发明所要解决的技术问题是：针对现有技术存在的问题，提供一种超窄脉冲产生装置复合馈电装置及方法，提高了基于雪崩晶体管的超窄脉冲源的能量转化效率、高重频输出功率、寿命和可靠性，为阵列化应用提供了更好的解决方案。本发明采用的技术方案如下：一种超窄脉冲产生装置复合馈电装置包括：谐振电路，用于连接电源端Vb和n级RC充电回路的电源馈电端，当雪崩放电回路放电时，对电源端电压进行限流；当雪崩放电回路从雪崩状态恢复后，对储能电容进行谐振充电；雪崩放电回路，包括n级储能电容以及n级雪崩管电路，每一级雪崩管放电回路包括一个储能电容以及一个雪崩管电路；n级储能电容以及隔直电容依次串联；第一级储能电容与第二级储能电容之间设置第一级雪崩管电路，第二级储能电容与第三级储能电容之间设置第二级雪崩管电路，第n-1级储能电容与第n级储能电容之间设置第n-1级雪崩管电路，第n级储能电容与隔直电容之间设置第n级雪崩管电路；n级RC充电回路，用于电源端Vb通过n级RC充电回路分别对应给n级储能电容进行谐振充电，充电电压至V；远离第二级储能电容的第一级储能电容一端输入超宽带窄脉冲电压Vf(小脉冲信号，如图1中的"UWS触发入"端口)，与电源馈电端共点连接的第一级储能电容一端与第一级雪崩管电路输入端之间电压差达到雪崩管导通压差时，则第一级雪崩管电路放电，在不考虑电路损耗的情况下，第一级雪崩放电回路输出端输出电压值为Vf+V；电源端Vb高电平信号超前于超宽带窄脉冲电压信号的时间大于任意一级RC充电回路一次完整谐振充电时间，其中超宽带窄脉冲电压Vf信号输入远离第二级储能电容的第一级储能电容一端；远离第三级储能电容的第二级储能电容一端输入电压值为Vf+V，与电源馈电端共点连接的第二级储能电容一端与第二级雪崩管电路输入端之间电压差达到雪崩管导通压差时，则第二级雪崩管电路放电，在不考虑电路损耗的情况下，第二级雪崩放电回路输出端输出电压值为Vf+2V；远离第i级储能电容的第i-1级储能电容一端输入Vf+(i-2)V，与电源馈电端共点连接的第i-1级储能电容一端与第i-1级雪崩管电路输入端之间电压差达到雪崩管导通压差时，则第i-1级雪崩管电路放电，在不考虑电路损耗的情况下，第i-1级雪崩放电回路输出端输出电压值为Vf+(i-1)*V；远离隔直电容的第i级储能电容一端输入Vf+(i-1)V，与电源馈电端共点连接的第i级储能电容一端与第i级雪崩管电路输入端之间电压差达到雪崩管导通压差时，则第i级雪崩管电路放电，第i级雪崩放电回路输出端(如图1中“UWS脉冲输出”端口)输出电压值为Vf+i*V；第i级储能电容；i∈n，i大于等于2，i小于等于n。进一步的，所述雪崩管电路包括m个雪崩管；第i-1级m个雪崩管基级与第i-1级m个雪崩管发射级共点连接，形成雪崩管电路输出端，第i-1级m个雪崩管发射级与第i级储能电容连接；第i-1级m个雪崩管集电极与第i-1级储能电容连接，雪崩管集电极形成雪崩管电路的输入端；所述谐振电路包括主谐振电感以及隔离二极管；所述电源端Vb依次通过主谐振电感、隔离二极管后和n级RC充电回路连接。进一步的，根据Vout/负载阻抗＝I总得到I总，则m＝I总/I雪崩管，其中I雪崩管为每个雪崩管最大导通电流。进一步的，所述RC充电回路包括n级电源馈电端、n级对地连接端以及n级储能电容；其中所述n级储能电容与雪崩放电回路的n级储能电容是同一器件；电源馈电端包括第一隔离电阻以及第一隔离电感；对地连接端包括第二隔离电阻以及第二隔离电感；第一级储能电容和第一级雪崩管电路的公共端与第一级电源馈电端的隔离电阻一端连接，第一级电源馈电端的隔离电阻另一端通过第一级电源馈电端的隔离电感与谐振电路的隔离二极管连接；第i-1雪崩管电路输出端与第i级储能电容的公共端与第i级对地连接端的隔离电阻一端连接，第i级对地连接端的隔离电阻另一端通过第i级对地连接端的隔离电感接地；第i级储能电容与第i级雪崩管电路的公共端与第i级电源馈电端的隔离电阻一端连接，第i级电源馈电端的隔离电阻另一端通过第i级电源馈电端的隔离电感与谐振电路的隔离二极管连接；远离第二级储能电容的第一级储能电容一端与第一级对地连接端的隔离电阻一端连接，第一级对地连接端的隔离电阻另一端通过第一级对地连接端的隔离电感接地。进一步的，所述谐振电路的主谐振电感的电感值比RC充电回路中隔离电感的电感值大几个数量级；主谐振电感值为毫亨量级。一种超窄脉冲产生装置复合馈电方法包括：步骤1：谐振电路连接电源端Vb和n级RC充放电回路的电源馈电端连接，当雪崩放电回路放电时，对电源端电压进行限流；当雪崩放电回路从雪崩状态恢复后，对储能电容进行谐振充电；步骤2：雪崩放电回路包括n级储能电容以及n级雪崩管电路，每一级雪崩管放电回路包括一个储能电容以及一个雪崩管电路；n级储能电容以及隔直电容依次串联；第一级储能电容与第二级储能电容之间设置第一级雪崩管电路，第二级储能电容与第三级储能电容之间设置第二级雪崩管电路，第n-1级储能电容与第n级储能电容之间设置第n-1级雪崩管电路，第n级储能电容与隔直电容之间设置第n级雪崩管电路；步骤3：n级RC充电回路，用于电源端Vb通过n级RC充电回路分别对应给n级储能电容进行谐振充电，充电电压至V；步骤4：当远离第二级储能电容的第一级储能电容一端输入超宽带窄脉冲电压Vf(小脉冲信号)，与电源馈电端共点连接的第一级储能电容一端与第一级雪崩管电路输入端之间电压差达到雪崩管导通压差时，则第一级雪崩管电路放电，在不考虑电路损耗的情况下，第一级雪崩放电回路输出端输出电压值为Vf+V；电源端Vb高电平信号超前于超宽带窄脉冲电压信号的时间大于任意一级RC充电回路一次完整谐振充电时间，其中超宽带窄脉冲电压Vf信号输入远离第二级储能电容的第一级储能电容一端；远离第三级储能电容的第二级储能电容一端输入电压值为Vf+V，与电源馈电端共点连接的第二级储能电容一端与第二级雪崩管电路输入端之间电压差达到雪崩管导通压差时，则第二级雪崩管电路放电，在不考虑电路损耗的情况下，第二级雪崩放电回路输出端输出电压值为Vf+2V；远离第i级储能电容的第i-1级储能电容一端输入Vf+(i-2)V，与电源馈电端共点连接的第i-1级储能电容一端与第i-1级雪崩管电路输入端之间电压差达到雪崩管导通压差时，则第i-1级雪崩管电路放电，在不考虑电路损耗的情况下，第i-1级雪崩放电回路输出端输出电压值为Vf+(i-1)*V；远离隔直电容的第i级储能电容一端输入Vf+(i-1)V，与电源馈电端共点连接的第i级储能电容一端与第i级雪崩管电路输入端之间电压差达到雪崩管导通压差时，则第i级雪崩管电路放电，第i级雪崩放电回路输出端输出电压值为Vf+i*V；第i级储能电容；i∈n，i大于等于2，i小于等于n；进一步的，所述雪崩管电路包括m个雪崩管；第i-1级m个雪崩管基级与第i-1级m个雪崩管发射级共点连接，形成雪崩管电路输出端，第i-1级m个雪崩管发射级与第i级储能电容连接；第i-1级m个雪崩管集电极与第i-1级储能电容连接，雪崩管集电极形成雪崩管电路的输入端；所述谐振电路包括主谐振电感以及隔离二极管；所述电源端Vb依次通过主谐振电感、隔离二极管后和n级RC充电回路连接。进一步的，根据Vout/负载阻抗＝I总得到I总，则m＝I总/I雪崩管，其中I雪崩管为每个雪崩管最大导通电流。进一步的，所述RC充电回路包括n级电源馈电端、n级对地连接端以及n级储能电容；其中所述n级储能电容与雪崩放电回路的n级储能电容是同一器件；电源馈电端包括第一隔离电阻以及第一隔离电感；对地连接端包括第二隔离电阻以及第二隔离电感；第一级储能电容与第一级雪崩管电路的公共端、第一级电源馈电端的隔离电阻一端连接，第一级电源馈电端的隔离电阻另一端通过第一级电源馈电端的隔离电感与谐振电路的隔离二极管连接；第i-1雪崩管电路输出端与第i级储能电容的公共端与第i级对地连接端的隔离电阻一端连接，第i级对地连接端的隔离电阻另一端通过第i级对地连接端的隔离电感接地；第i级储能电容与第i级雪崩管电路的公共端与第i级电源馈电端的隔离电阻一端连接，第i级电源馈电端的隔离电阻另一端通过第i级电源馈电端的隔离电感与谐振电路的隔离二极管连接；远离第二级储能电容的第一级储能电容一端与第一级对地连接端的隔离电阻一端连接，第一级对地连接端的隔离电阻另一端通过第一级对地连接端的隔离电感接地。进一步的，所述谐振电路的主谐振电感的电感值比RC充电回路中隔离电感的电感值大几个数量级；谐振电感值为毫亨量级综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：(1)集中式主谐振电感：充电/隔离电阻Rn，R14+n和储能电容Cn组成RC充电回路；储能电容C1～C14，雪崩管V1～V28，隔直电容C15和外部负载一起组成雪崩放电回路(下文简称主电路)；电阻在储能电容充电时起限流作用，阻值过高会导致充电周期长，降低工作重频；在主电路雪崩放电时，电阻R1-R28起隔离充/放电回路的作用；选择电感量相对于LC谐振馈电方式中的分布式谐振电感L1～L28小很多的电感L29(L29比L1-L28电感值大几个数量级)串联起来起谐振升压的作用；而隔离电感L1－L28的电感值更小(空心电感)，谐振充电时其电感量可以忽略不计，在主电路雪崩放电时，充当隔离电感，增大主电路与充电回路的隔离度。主电路雪崩放电时，偏置电压Vb通过主谐振电感，隔离电阻/电感和雪崩晶体管组成的LR回路对地放电，但由于电感的电流不能突变，雪崩晶体管的集电极电流只能由零开始按指数规律增加，且其电流值远低于没有限流电阻时的LC谐振馈电方式，从而保证雪崩管更可靠的退出雪崩状态。同时，由于电感更小，电路的体积可以大大缩小，更加紧凑。(2)半调制馈电：偏置电压Vb如图4(E)所示，为达到与LC谐振馈电相同的充电电压，其偏置电压略高于后者ΔV(通常在VCBO(三极管V1、V15中的雪崩门限电压值)/100量级)。在时序上只需保证电源端电压信号超前于第一个储能电容输入的超窄脉冲电压信号的时间大于任意一个RC充电回路一次完整谐振充电的时间(图4中t3-t2)，则在第一次触发脉冲到来之前，储能电容C1-C14上的偏置电压就可以谐振至接近VCBO，增加电路在触发脉冲强度较低、偏置电压较低和高温工作时的首次触发可靠性。(3)主动熔断机制：在RC充电回路(图1)中加入具有合适阻值和功率承受能力的薄膜电阻(R1-R28)(体积小，表贴安装，一致性好，平功率承受能力低)。阻性器件的引入导致充电效率较LC谐振馈电略低，但当电路中某一级或者多级雪崩晶体管出现损伤时，由于电阻的限流作用和熔断保护作用，雪崩管不会熔断开路，主电路的输出只会相应降低(降低幅度与晶体管损坏级数呈正相关)。同时，电阻的加入使得主电路雪崩放电时与充电回路的隔离度增大，主电路的输出幅度也会有所增加。附图说明本发明将通过例子并参照附图的方式说明，其中：图1是本发明电路一实施例图。图2是现有技术中RC充电回路示意图。图3是本发明实施例一谐振电路示意图。图4是雪崩三极管、电源端时序等示意图。图4中Vcbo指的是雪崩管集电极与基级之间的雪崩电压值；具体实施方式本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。本说明书中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。本发明相关说明：1、雪崩管电路放电指的是任一雪崩管集电极与并联后的雪崩管基极和发射极之间的电压值大于雪崩管导通电压时，雪崩管雪崩导通放电；2、电容两端电压无法突变,若左端改变电压值,则右边也同时抬高电压值,形成相同的电压差.3、雪崩三极管放电过程是：雪崩三极管Vc-Vb大于雪崩电压时，V1到V28的集电极与发射级导通，在不考虑器件内阻的情况下，相当于一条导线。隔离电阻R1到R14和隔离电感L1到L14分别对应阻挠第一储能电容(C1)到第十四储能电容(C14)右端电压倒灌进电源端Vb；隔离电阻R15到R28和隔离电感L15-L28分别对应阻挠第十五储能电容(C1)到第二十八储能电容(C14)左端将电压对地放电。R29用于输出阻抗匹配；L29和L30对电源端Vb限流。4、本发明谐振馈电方式的电路如图3所示。电容C的初始电压为零，充电开始时，开关S闭合，恒压电源E通过二极管D，电感L和电阻R对电容充电。为实现谐振升压，电路工作在欠阻尼情况下：其中：α＝R/2L，充电过程中，电容两端的电压为：u＝E(1-e-αt(cosωt+αsinωt/ω))回路中的电流为：i＝Ee-αtsinωt/ωL经过半个周期后，电容两端电压达到最大值，同时由于二极管的反向截止作用，该最大电压将得以维持。因此，理论上LRC谐振馈电方式的充电效率为：其中：Q＝ωL/R，定义为谐振电路的品质因数。表格1LRC谐振馈电方式充电效率与品质因素的关系Q效率(％)Q效率(％)Q效率(％)160.4688.51494.7272.8790.01895.8379.6891.12096.2483.81092.72597.0586.51293.93097.4由上述推导可知，当电路品质因素大于7时，LRC谐振馈电方式的充电效率可达90％以上。实施例一：如图1所示，本发明装置包括谐振电路、14级RC充电回路以及14级雪崩放电回路(下文简称主电路)、隔直电容C15：第一级RC充电回路包括隔离电阻R1、隔离电阻R15和储能电容C1；第二级RC充电回路包括隔离电阻R2、隔离电阻R16和第二储能电容C2；第14级RC充放电回路包括隔离电阻R14、隔离电阻R28和第14级储能电容C14；第一级雪崩放电回路包括第一级储能电容C1，雪崩管V1、V2；第二级雪崩放电回路包括第二级储能电容C2以及雪崩管V3、V4；第14级雪崩放电回路包括第14级储能电容C14、雪崩管V27以及V28；谐振电路包括主谐振电感(图1中L29、L30)与隔离二极管(D1)在电源端Vb给主电路储能电容C1到C14充电时，隔离电感L1至L28的电感量可以忽略不计，在主电路雪崩管放电时，充当隔离电感L1到L28增大每一级主电路与对应RC充电回路的隔离度。例如，第一级主电路雪崩放电时，电源端电压Vb通过主谐振电感L29与L30，隔离二极管D1，隔离电感L1，充电/隔离电阻R1，第二级RC充放电回路的隔离电感L16，充电/隔离电阻R16和雪崩晶体管V1和V15组成的回路对地放电，但由于主谐振电感L29与L30的电流不能突变，第一级雪崩放电回路的雪崩晶体管的集电极电流只能由零开始按指数规律增加，同时其电流值远低于没有隔离电阻时的LC谐振馈电方式，从而保证雪崩管更可靠的退出雪崩状态。同时，由于隔离电感L1到L28的体积更小，电路的体积可以大大缩小，更加紧凑。工作过程是：步骤1：谐振电路，用于连接电源端Vb和n级RC充电回路的电源馈电端连接，当雪崩放电回路放电时，对电源端电压进行限流；当雪崩放电回路从雪崩状态恢复后，对储能电容进行谐振充电；步骤2：雪崩放电回路包括n级储能电容以及n级雪崩管电路，每一级雪崩管放电回路包括一个储能电容以及一个雪崩管电路；n级储能电容以及隔直电容依次串联；第一级储能电容与第二级储能电容之间设置第一级雪崩管电路，第二级储能电容与第三级储能电容之间设置第二级雪崩管电路，第n-1级储能电容与第n级储能电容之间设置第n-1级雪崩管电路，第n级储能电容与隔直电容之间设置第n级雪崩管电路；步骤3：n级RC充电回路，用于电源端Vb通过n级RC充电回路分别对应给n级储能电容进行谐振充电，充电电压至V；步骤4：当远离第二级储能电容的第一级储能电容一端输入超宽带窄脉冲电压Vf(小脉冲信号)，与电源馈电端共点连接的第一级储能电容一端与第一级雪崩管电路发射极之间电压差达到雪崩管导通压差时，则第一级雪崩管电路放电，在不考虑电路损耗的情况下，第一级雪崩放电回路输出端输出电压值为Vf+V；电源端Vb高电平信号超前于超宽带窄脉冲电压信号的时间大于任意一级RC充电回路一次完整谐振充电时间，其中超宽带窄脉冲电压Vf信号输入远离第二级储能电容的第一级储能电容一端；远离第三级储能电容的第二级储能电容一端输入电压值为Vf+V，与电源馈电端共点连接的第二级储能电容一端与第二级雪崩管电路发射极之间电压差达到雪崩管导通压差时，则第二级雪崩管电路放电，在不考虑电路损耗的情况下，第二级雪崩放电回路输出端输出电压值为Vf+2V；远离第i级储能电容的第i-1级储能电容一端输入Vf+(i-2)V，与电源馈电端共点连接的第i-1级储能电容一端与第i-1级雪崩管电路发射极之间电压差达到雪崩管导通压差时，则第i-1级雪崩管电路放电，在不考虑电路损耗的情况下，第i-1级雪崩放电回路输出端输出电压值为Vf+(i-1)*V；远离隔直电容的第i级储能电容一端输入Vf+(i-1)V，与电源馈电端共点连接的第i级储能电容一端与第i级雪崩管电路输入端之间电压差达到雪崩管导通压差时，则第i级雪崩管电路放电，在不考虑电路损耗的情况下，第i级雪崩放电回路输出端输出电压值为Vf+i*V；i∈n，i大于等于2，i小于等于n。仿真结果：额定工作重频PRF＝40kHz(即电路输入/输出脉冲的重复频率)，电源端电压Vb＝162V。通常直流稳压电源的电压建立时间都在ms量级，无法满足LRC谐振馈电方式第一次谐振升压的需求。电源端电压Vb从0V到162V的建立时间约3μs，首次谐振电压(即谐振充电过程完成后储能电容两端的电压)远高于偏置电压Vb，可以满足设计需要。实验结果隔离电感的效果表格2隔离电感与输出幅度的关系限流电阻的效果对电路中某一级雪崩管进行短路，模拟器件损坏的情况，结果如下：输出幅度1(第5级雪崩管短路)：-0.19kV，隔离电阻烧毁；输出幅度2(第5、6级雪崩管短路)：-0.4kV，隔离电阻烧毁。半调制控制效果高温+60℃工作时，对偏置电压Vb进行拉低，比较原理样机在无调制和半调制控制下的触发概率。每一个Vb值下，无调制和半调制控制情况各作10次冷启动触发。表格3无调制与半调制控制冷启动触发率比较原理样机在高温+60℃下工作30min后，每一个Vb值下，无调制和半调制控制情况各作10次热启动触发。表格4无调制与半调制控制热启动触发率比较偏置电压Vb无调制触发率半调制触发率+162V5％100％+160V0％100％+158V0％100％与传统馈电方式的比较对于级数相同，采用同样的雪崩管，传输线结构和储能电容，在室温+25℃，触发脉冲相同且工作重复频率都为40kHz，工作30min的条件下，通过积分计算输出脉冲功率，并与电源功率比较，得出脉冲源的能量转换效率。表格5不同馈电方式的电路指标在高温+65℃，40kHz重复频率工作30min情况下，各馈电模式下的输出幅度如表格6所示。表格6不同馈电方式在高温工作下的输出幅度通过理论分析，仿真以及实验充分证明了：综合考虑电路效率，高温工作指标，工作稳定性和可靠性，本发明提出的半调制-LRC复合馈电方法优于传统馈电方法。本发明并不局限于前述的具体实施方式。本发明扩展到任何在本说明书中披露的新特征或任何新的组合，以及披露的任一新的方法或过程的步骤或任何新的组合。当前第1页1 2 3