基于电场调控磁性的磁场传感器噪声斩波抑制测量方法与流程

本发明涉及磁场传感器领域，尤其涉及一种基于电场调控磁性的磁场传感器噪声斩波抑制测量方法。

背景技术：

磁场传感器已经广泛应用到磁场测量以及速度、位移、电流等参数的测量中，近年来还作为生物传感器用于标记分子的探测。而且在军事上的应用也十分广泛，日益受到各个国家的重视，如磁引信、战场环境监测以及航空反潜等。磁电阻传感器相对于其他磁场传感器具有饱和磁场低、灵敏度高、功耗低、体积小、温度特性稳定、工作频带宽等优点，成为了磁场传感器家族中的后起之秀。其中GMR(巨磁电阻)、TMR(隧道结磁电阻)传感器已广泛应用到硬盘读出磁头、MRAM(磁随机存取存储器)中，在高密度信息产业领域占据着重要地位。

虽然磁电阻传感器的输出灵敏度高，但是其输出噪声尤其是低频下的1/f噪声也很高，严重限制了其直流和低频探测能力。目前对于1/f噪声的抑制主要有磁通调制和斩波技术两种方法。磁通调制是用某种手段(一般采用振动的微机械系统磁通体)将低频磁场调制到较高频率区域进行测量，从而达到降低1/f噪声的目的。斩波技术主要分为正交斩波、平行斩波和磁通聚集器斩波三种。正交斩波通过在与待测磁场正交的偏置线圈中施加交变电流，使得磁传感器的磁场响应曲线发生变化从而在直流磁场下产生交流响应；平行斩波是在平行线圈中施加交变电流，产生交变磁场叠加在原有直流磁场上来调制磁场；磁通聚集器斩波则是通过在聚集器外围的线圈中施加交变电流，使磁通聚集器反复饱和来改变其磁导率从而达到调制磁场的目的。

然而，磁通调制方法的微机械结构制备困难大，而且机械振动的稳定性和振动频率仍有待提高，调制效率也很难得到保证。而斩波技术需要在传感器中集成线圈，制备工艺比较复杂，还会造成传感器体积较大，而通过交变电流来产生额外磁场又会带来传感器功耗高的问题。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种具有把处于直流或低频区域的被测磁场调制到较高频率区域进行测量，实现对传感器低频1/f噪声的有效抑制，提高磁场传感器低频测量精度的基于电场调控磁性的磁场传感器噪声斩波抑制测量方法。

一种基于电场调控磁性的磁场传感器噪声斩波抑制测量方法，包括如下步骤：

S1.向磁场传感器的输入端施加交变电压；

S2.获取所述磁场传感器输出端所输出信号中基波信号的幅值和相位；

S3.通过所述幅值和相位计算被测磁场大小。

作为本发明的进一步改进，所述步骤S1中所述交变电压满足式(1)所示：

V＝V_E sin(2πf_Et) (1)

式(1)中，V为施加至所述磁场传感器的输入端的电压，V_E为基准电压的幅值，f_E为所施加交变电压的频率，t为时间参数。

作为本发明的进一步改进，在所述步骤S1中，还包括向磁场传感器的偏置电压输入端施加偏置电压，调节磁场传感器的自由层磁矩。作为本发明的进一步改进，所述步骤S1中所述交变电压的频率大于所述磁场传感器输出端所输出信号中1/f噪声的拐点频率。

作为本发明的进一步改进，所述步骤S2中所述基波信号通过锁相技术从所述磁场传感器的输出信号中提取。

与现有技术相比，本发明的优点在于：1、本发明通过向磁场传感器的输入端施加交变电压，使得磁场传感器的输出信号的同样产生周期性变化，从而把处于直流或低频区域的被测磁场调制到较高频率区域进行测量，实现对传感器低频1/f噪声的有效抑制，具有提高磁场传感器低频测量精度的优点。

附图说明

图1为本发明具体实施例流程示意图。

图2为本发明具体实施例一所采用磁场传感器结构示意图。

图3为磁场传感器的磁阻变化响应示意图。

图4为磁场传感器在电场作用下M-H曲线测量图。

图5为本发明低频噪声斩波抑制原理示意图。

图6为本发明具体实施例磁场传感器输出曲线对电场的响应测量图。

图7为本发明具体实施例二所采用磁场传感器结构示意图。

图例说明：1、底层金属层；2、磁敏感层；21、铁电层；22、磁性自由层；23、第一金属层；3、空间层；4、钉扎层；41、铁磁层；42、反铁磁层；5、顶层金属层。

具体实施方式

以下结合说明书附图和具体优选的实施例对本发明作进一步描述，但并不因此而限制本发明的保护范围。

实施例一：

如图1所示，本实施例一种基于电场调控磁性的磁场传感器噪声斩波抑制测量方法，包括如下步骤：S1.向磁场传感器的输入端施加交变电压；S2.获取磁场传感器输出端所输出信号中基波信号的幅值和相位；S3.通过幅值和相位计算被测磁场大小。

图2为本发明所采用磁场传感器的结构示意图。磁场传感器包括磁电阻单元，磁电阻单元从下至上依次包括底层金属层1、磁敏感层2、空间层3、钉扎层4和顶层金属层5；磁敏感层2包括从下至上的铁电层21和磁性自由层22；钉扎层4包括从下至上的铁磁层41和反铁磁层42。本实施例中的磁场传感器，底层金属层1为Au，铁电层21为PMN-PT，磁性自由层22为CoFeB，空间层3为AlO，铁磁层为CoFeB，反铁磁42层为IrMn，顶层金属层5为Au。作为一种优选方案，实施例采用铁电PMN-PT/铁磁CoFeB构成多铁异质结作为磁性自由层，基于多铁异质结实现电场对自由层磁性的调控，然而并非用以限定本发明。

在本实施例中，交变电压满足式(1)所示：

V＝V_E sin(2πf_Et) (1)

式(1)中，V为施加至磁场传感器的输入端的电压，V_E为基准电压的幅值，f_E为所施加交变电压的频率，t为时间参数。交变电压的频率大于磁场传感器输出端所输出信号中1/f噪声的拐点频率。

如图3所示为磁场传感器中的磁敏感单元(磁敏感层2)的理想响应曲线，在所示测量范围内，元件的电阻R与外加磁场H具有线性关系，该工作状态可近似用(2)所示方程进行描述：

式(2)中，R(H)为磁敏感单元的电阻，H为被测磁场，H_s为磁性敏感单元的饱和场大小，R_L为平行态电阻，R_H为反平行态电阻。通常磁敏感单元具有磁各向异性用于满足线性化需求，其各向异性可等效成一个有效的磁各向异性场H_K，在这种情况下，其饱和场H_s与磁各向异性具有如式(3)所示的关系：

式(3)，H_s为磁性敏感层的饱和场大小，H_K为等效磁各向异性场，K为磁性材料的各向异性常数，M_s为饱和磁化强度。把式(3)代入式(2)磁敏感单元的响应方程，即可获得磁敏感单元的响应特性与有效磁各向异性常数K的关系，如式(4)所示：

式(4)中，R(H)为磁敏感单元的电阻，R_L为平行态电阻，R_H为反平行态电阻，M_s为饱和磁化强度，H为被测磁场，K为磁性材料的各向异性常数。

由此可见通过改变磁性材料的等效各向异性常数K，即可以改变磁敏感单元的响应特性。如图4A为磁场传感器中磁敏感单元的结构示意图，包括底层金属层1、铁电层21和磁性自由层22，铁电层21采用铌镁酸铅-钛酸铅(PMN-PT)晶体，磁性自由层22采用CoFeB磁性膜，图4B为磁敏感单元的M-H曲线实测图，在不加电场时，磁场传感器的M-H曲线较为陡峭，当增加外加电场时，M-H曲线翻转斜率变得越来越小。

在本实施例中，通过向磁场传感器的输入端施加交变电压V_Esin(2πf_Et)，从而使得磁场传感器的磁弹各向异性发生变化，从而改变磁敏感单元的响应特性。

其具体过程为：在所施加的交变电压V_E sin(2πf_Et)的作用下，磁场传感器的铁电层21产生随时间变化的应变S，根据材料的压电特性，可知应变S的大小与所施加电压具有如式(5)所示的关系：

式(5)中，S为铁电层21产生的应变的大小，d_eff为铁电层21的有效压电系数，E为所施加交变电压产生的电场强度，h为铁电层21的厚度，V_Esin(2πf_Et)为所施加的交变电压，V_E为基准电压的幅值，f_E为所施加交变电压的频率。

磁性自由层22受界面处铁电层21的应变S的影响产生随时间变化的应力σ，如式(6)所示：

式(6)中，Y为磁性自由层22铁磁材料的杨氏模量，S为铁电层21产生的应变的大小，其它参数的定义与式(5)中相同。

该应力通过反磁致伸缩效应，将改变磁性自由层22的磁弹各向异性E_σ，如式(7)所示：

式(7)中，E_σ为磁性自由层22的磁弹各向异性，λ为磁性自由层22的磁致伸缩系数，θ为磁性自由层22的铁电应力轴方向与磁性自由层22的磁矩方向之间的夹角。

即可获得磁性自由层22受应力的影响所具有的应力各向异性常数K_σ，如式(8)所示：

式(8)中，K(E)为磁性自由层22所具有的等效各向异性，K₀为磁性自由层22在没有施加电场情况下本身具有的各向异性，λ为磁性自由层22的磁致伸缩系数，Y为磁性自由层22铁磁材料的杨氏模量，d_eff为铁电层21的有效压电系数，h为铁电层21的厚度，V_Esin(2πf_Et)为所施加的交变电压，V_E为基准电压的幅值，f_E为所施加交变电压的频率。

考虑到磁性自由层22在没有施加电场情况下，本身具有的各向异性K₀，此时磁性自由层22的所具有的等效各向异性K(E)如式(9)所示：

式(9)中，各参数的定义与式(8)中的各参数的定义相同。

将式(9)代入到式(4)中，即可获得磁场传感器的响应特性受到电场调控的影响如式(10)所示，

式(10)中，各参数的定义与式(4)和式(9)中各参数的定义相同。

在本实施例中，向磁场传感器的铁电层21施加如图5(B)中上图所示的交变电压，使得磁场传感器的铁电层21产生随时间变化的电场应力，磁性自由层22受到该电场应力作用，其磁各向异性发生周期性的变化，响应曲线也相就发生变化，如图5(A)所示，导致磁敏感单元2的输出信号也发生周期性变化，如图5(B)下图所示，其输出幅值与低频磁场具有确定的对应关系，且相位大小与外加磁场的正负相关。通过锁相技术提取输出信号中的基波，获取基波的幅值和相位信息，从而获得所对应被测量磁场的大小。实现将直流和低频磁场通过电场的作用调制到较高频率区域进行精确测量，如图5(C)所示，以达到抑制磁传感器1/f噪声的目的，提高磁传感器低频测量精度。

在实际应用中，受材料缺陷、器件设计和传感器制备等因素的影响，磁敏感单元的响应曲线将会有一定程度的偏离理想情况，表现出曲线有一定程度的弯曲和回滞。本实施例所采用磁场传感器的响应曲线如图6所示，图6显示在电场的作用下，磁场传感器的响应曲线斜率随着外加电场的增加而变得倾斜，符合电场对理想情况下响应曲线作用的理论描述。

具体实施例二：

本实施例与实施例一基本相同，不同之处在于所采用的磁场传感器为半桥结构，如图7所示，从底层金属层1引出磁场传感器的输入端，从共同的第一金属层23引出磁场传感器的输出端，从其中一个磁电阻单元的顶层金属层引出偏置电压输入端，从另一个磁电阻单元的顶层金属层引出接地端。如图7所示。因此，本实施例的基于电场调控磁性的磁场传感器噪声斩波抑制测量方法的步骤S1中，还包括向磁场传感器的偏置电压输入端施加偏置电压，调节磁场传感器的自由层磁矩。通过施加偏置电压对磁场传感器的自由层磁矩进行调控，从而调节磁场传感器的量程。

在理想情况下，由于磁电阻传感器的两个磁电阻单元所构成的桥臂电阻相同R₁＝R₂，并且对被测磁场H的响应曲线正好相反，给电桥施加一个偏压V_bias，则半桥输出V_out(H,t)的电压如式(11)所示：

式(11)中，V_out(H,t)为半桥输出电压，R₁(H,t)为磁电阻传感器为半桥结构中一个桥臂的响应特性，R₂(H,t)为磁电阻传感器为半桥结构中另一个桥臂的响应特性，V_bias为所施加的偏压，R_L为平行态电阻，R_H为反平行态电阻，λ为磁性自由层22的磁致伸缩系数，Y为磁性自由层22铁磁材料的杨氏模量，d_eff为铁电层21的有效压电系数，h为铁电层21的厚度，V_Esin(2πf_Et)为所施加的交变电压，V_E为基准电压，f_E为所施加交变电压的频率，M_s为饱和磁化强度，K₀为磁性自由层22在没有施加电场情况下本身具有的各向异性，H为被测磁场。

由于式(11)是关于时间t的周期函数，进行傅里叶级数展开，得到式(12)：

式(12)中，V_out(H,t)为半桥输出电压，C₀为半桥输出电压中的直流分量，C_n为半桥输出电压中n次谐波分量的幅值，为n次谐波分量的相位，f_E为交变电压的频率。

在本实施例中，通过锁相技术获得与驱动电压(交变电压)相对应的基波(一次谐波)分量的幅值C₁，由于基波分量幅值C₁与被测磁场H成线性关系，C₁∝AH。相位反应磁场的正负方向，表示磁场沿着测量轴正方向；表示磁场沿着测量轴负方向。使用前通过标准磁场对传感器系数进行标定，即可用作线性磁传感器。当被测磁场处于直流或低频区域时，因调控电压采用交变电压，优选频率大于所用磁场传感器所输出信号中1/f噪声的拐点频率的交变电压，因此基于电场调控磁性及本发明方法，可把被测磁场调制到较高频率区域进行测量，从而实现对传感器低频1/f噪声的有效抑制。

本发明通过向磁场传感器的输入端施加交变电压，使得磁场传感器的输出信号的同样产生周期性变化，从而把处于直流或低频区域的被测磁场调制到较高频率区域进行测量，实现对传感器低频1/f噪声的有效抑制，具有提高磁场传感器低频测量精度的优点。

上述只是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均应落在本发明技术方案保护的范围内。