一种兼容高频高压反馈的电容式检驱一体化电路的制作方法

本发明涉及一种用于微小位移检测和驱动的电容式检驱一体化电路。

背景技术：

卫星在轨运行时，由于运动部件的周期性工作或卫星进出阴影时的冷热交变，会引起卫星局部或整体的微幅、宽频的微振动，这种振动对大部分航天器任务都不会产生明显影响，通常予以忽略。但是，随着高分卫星、星间激光通信和深空科学探测等活动的深入开展，搭载在航天器上的有效载荷越来越精密，为了充分发挥出超精密载荷的性能，需要天基超静平台具有高灵敏度的微位移传感能力和高带宽的驱动能力，以实现对微振动的有效控制。对于航天领域，为了减轻航天器整体重量，需要检测与驱动二者能共用同一套检/驱结构。电容式检驱一体化以电容变化作为位移检测，以电容极板间的静电力作为驱动控制力，是一种较为理想的检驱一体化方式。然而，对于天基超静平台的微振动抑制，需要高频高压的反馈电压(反馈电压频率>kHz并含有检测激励频率分量，反馈电压幅值>1000V)以产生足够快和足够大的反馈静电力。当前电容式检测驱一体化电路以面向静电加速度计为主要应用目的，检测通道无法兼容高频高压的反馈，使得精密位移检测因反馈噪声的影响而失效或器件受损。

公开号为CN201673169U，名称为电容加速度传感器信号转换电路的专利公开了一种差动电容检测电路，其电路包括高频振荡器，四个二级管，取样电阻和滤波电容。当有振动信号时，差动电容传感器电容量发生差动变化，振荡器产生正半周信号时通过其中两个二极管充电，振荡器产生负半周信号时通过另外两个二极管充电，通过取样电阻得到电位差后输送到仪用放大器放大。但是，该发明存在两方面的局限：一是引入反馈驱动电压后，会叠加到激励电压上对二极管的充放电，改变激励电压正负半周的信号幅值，严重时会造成充放电时序混乱，造成电路无法工作；二是驱动电压有高频分量时无法与激励电压源进行解耦分离，从而无法正确地检测出差动电容值；三是驱动电压幅值较高时，有可能击穿二极管并对仪用放大器造成损伤。

技术实现要素：

本发明解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供了一种兼容高频高压反馈的电容式检驱一体化电路，满足天基超静平台对精密位移检测和高频高压驱动一体化实现的需求。

本发明的技术方案是：一种兼容高频高压反馈的电容式检驱一体化电路，包括电容检驱模块、反馈噪声复制模块、高频减法模块，其中：

电容检驱模块：用于实现电容检测与静电驱动的一体化，其输入为激励电压和驱动电压，其中驱动电压由预载与反馈两部分构成，输出为差动电容的检测信号但带有驱动造成的耦合噪声；电容检驱模块包括激励源，待检驱对象差动电容，差动变压器电路；

反馈噪声复制模块：用于复制出反馈驱动电压耦合到检测通道的噪声，与电容检驱模块的结构和电路参数完全相同，但不施加激励源；

高频减法模块：用于接收电容检驱模块输出的“检测信号+驱动耦合噪声”以及反馈噪声复制模块输出的复制的“驱动耦合噪声”，并用前者减去后者实现消除高频高压反馈噪声的目的。

所述的激励源采用单个激励源对差动电容从中间电极进行单端输入激励，或采用两个激励源对差动电容从两边电极进行双端输入激励。

所述的反馈电压输入端采用对差动电容从中间电极进行单端输入反馈驱动电压，或采用两个反馈电压从两边电极进行双端输入反馈驱动电压；所述的预载电压输入端采用对差动电容从中间电极进行单端输入预载电压，或采用两个预载电压从两边电极进行双端输入预载电压。

所述高频减法模块通过让电容检驱模块输出和反馈噪声复制模块输出相位相反直接叠加实现，或通过运放构造高频减法电路而实现。

本发明与现有技术相比的优点在于：

1)本发明中采用反馈噪声复制模块，能近乎完美的复制出反馈电压耦合到检测通道的噪声，并通过高频减法模块消除，从而能满足精密位移检测和高频高压驱动兼容的需求。

2)本发明的电路构成方式模块化，在原有传统检驱一体化电路基础上附加反馈噪声复制模块和高频减法模块便能实现性能的提高，无需重新设计电路。

3)可应用于极高频振动测量的加速度计中，且对于高频高压、低频低压、高频低压、低频高压等任意类型的反馈驱动具有普适兼容性。

附图说明

图1为本发明电路的总体组成功能框图；

图2为本发明电容检驱模块的电路原理图；

图3为本发明反馈噪声复制模块的电路原理图；

图4为本发明高频减法模块的电路原理图；

图5为本发明完整电路原理图；

图6为本发明可附加的后续信号解调模块的功能原理图。

具体实施方式

本发明的兼容高频高压反馈的电容式检驱一体化电路主要包括四个组成部分：电容检驱模块、反馈噪声复制模块、高频减法模块。

电容检驱模块的电路原理如图2所示。C₁、C₂为位移检测、静电驱动一体化结构的等效差动电容。U_m为用于位移检测的正弦高频激励电压，一般为百kHz量级。R_b为反馈输入电阻，构成反馈输入端。V_b为用于静电驱动的高幅值的反馈电压，其频段根据实际任务而定，对于天基微振动一般为kHz量级，若驱动输出有饱和情况出现时，由于非线性效应会使得V_b的频带扩展到更高频段，即驱动造成的耦合其频率段将有可能覆盖检测通道的激励频率点。V_r为用于静电驱动的高幅值的直流预载电压，由V_r提供偏置电压与V_b一块形成非零的静电合力，其电压值一般设置为与最大反馈电压V_b相同，可根据静电力公式计算得到，在图中它和反馈电压V_b叠加后共用同一个输入端。C_s为传导线的对地电容，由寄生效应自然产生。C_p为高压隔离电容，可阻隔高压直接作用于差动变压器上。L为差动变压器单一线圈的电感，3个线圈组成差动变压器，用于对经差动电容变换后的两路电信号进行差分。电容C_s、C_p、电感L共同构成差动变压器电路。

电路的输出U_out1只取决于具有交流成分的U_m和V_b。设从激励电压到电路输出的传递函数为G_Um，G_Um的大小反映差动电容的大小，设从反馈电压到电路输出的传递函数为G_Vb，则有：

U_out1＝G_UmU_m+G_VbV_b (1)

图2所示的电路仅是电容检驱模块的一种实现形式。其它实现形式可变更的部分包括：1、可以采用两个激励源从差动电容的两边电极进行双端输入；2、反馈电压V_b可以从差动电容的中间电极进行单端输入；3、预载电压V_r可以从差动电容的中间电极进行单端输入。

反馈噪声复制模块的电路原理如图3所示。其电路结构和参数与电容检驱模块完全一致，但没有激励电压输入。电路的输出U_out2只取决于具有交流成分的V_b，则有：

U_out2＝G_VbV_b (2)

U_out2实际上即是为反馈电压V_b在检测通道上的耦合噪声。

高频减法模块的电路原理如图4所示。输入电压U_in1和U_in2分别是接收的来自电容检驱模块和反馈噪声复制模块的输出电压U_out1和U_out2。由于此信号极期微弱，需要先经交流放大器分别进行信号放大后再作处理。交流放大器由高增益带宽积的运放A、为防运算放大器饱和的隔直电容C_g，调节运放增益的电阻R_f和电容C_f组成。经放大后的信号分别为U_ac1和U_ac2，再输入到由运放构成的减法电路B，最终得到表征差动电容干净电信号U_ac。设交流放增益为K_ac，减法电路增益为K_sub，则有：

U_ac1＝K_acU_in1＝K_acU_out1 (3)

U_ac2＝K_acU_in2＝K_acU_out2 (4)

U_ac＝K_sub(U_ac1-U_ac2) (5)

结合(1)到(5)式，可得：

U_ac＝K_subK_acG_UmU_m (6)

由(6)式可知，最终输出电压U_ac只含能表征差动电容大小的信号，反馈电压的耦合影响被完全消除了。

图4所示的电路仅是高频减法模块的一种实现形式。还有其它可能的实现形式，如：1、交流放大器不采用反馈电容C_f或替换为电阻或采用其它更复杂的反馈网络；2将减法器和交流放大的顺序交换。

完整电路原理图如图5所示。具有5个输入端：U_m、V_b+V_r(两个)、‐V_b+V_r(两个)，1个输出端：最终输出表征差动电容大小的正弦交流信号U_ac。

本发明可附加的后续信号解调模块的功能原理图如图6所示。为了方便数字分析处理，可以在进入AD采样前加一级解调模块，对高频减法模块输出的干净的检测信号U_ac进行解调处理，得到对差动电容表征的直流电压U_dc。解调模块可以采用带通滤波-乘法器-低通滤波的级联结构形式构成，其中带通滤波可根据实际需求缺省。

本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。