基于频率实时测量的雷达回波多普勒频率相参模拟方法与流程

本发明涉及一种雷达回波相参模拟方法，具体涉及一种基于频率实时测量的雷达回波多普勒频率相参模拟方法，属于雷达回波模拟技术领域。

背景技术：

雷达回波模拟是系统模拟技术与雷达技术相结合的产物，雷达回波模拟的对象是雷达的目标和环境，模拟的结果是复现蕴含雷达目标及目标环境信息的雷达回波信号。雷达回波多普勒频率直接反映雷达与目标之间的相对运动速度信息，然而，当雷达回波模拟器(后文简称模拟器)与雷达系统基准时钟不同源时，利用模拟器本地时钟直接模拟产生的多普勒频率与实际雷达回波多普勒频率不可避免地存在频率偏差，该频率偏差被称为伪多普勒。为了消除伪多普勒的影响，提高雷达回波多普勒频率模拟的精度，目前工程上常使用两种方法：一种是利用外部参考频率输入的方式，另一种则是利用模拟器本地锁相环来跟踪雷达发射载波频率。

2004年由孙玉柱等人在《飞行器测控学报》期刊第23卷第2期第41页至43页发表的“基于dds技术的雷达多普勒频率模拟器”一文中，以及2005年由赵将等人在《电子技术应用》期刊第9期第20页至22页发表的“基于dsp、dds和arm的雷达中频信号模拟器设计与实现”一文中，均提出了使用外部参考频率输入将雷达和模拟器共用一个时钟基准源，从而保证两者的发射载波与工作时钟均相参的雷达回波模拟方法，这种工作方式模拟精度高。但多数场景下，雷达通常是一个独立的工作系统，无法进行基准频率输入和基准频率输出，从而无法直接实现雷达和模拟器的基准频率相参。

2013年，由葛尧等人在《无线电工程》期刊第43卷第5期第62页至64页发表的“基于drfm技术的雷达模拟器研究设计”一文中，提出了一种利用模拟器本地锁相环对雷达发射的简单脉冲信号的锁相与同步，当锁相环锁定后实现了模拟器再生基准源与雷达输入载波的相参，之后利用模拟器再生基准源进行多普勒频率模拟的方法。该方法消除了伪多普勒，但锁相环鉴频范围有限，对雷达产生的大带宽信号，锁相环锁相跟踪困难，难于精确产生与雷达基准频率相参的模拟器再生频率基准，从而导致难于利用锁相再生方式实现雷达回波的多普勒频率相参模拟。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供了一种基于频率实时测量的雷达回波多普勒频率相参模拟方法，该方法以提取出的雷达发射信号调制脉冲包络作为计量参考，通过一定数量调制脉冲间隔内的模拟器本地时钟计数周值(周期个数)与同时间间隔内雷达时钟计数周值(周期个数)的联合解算，得出雷达参考时钟与模拟器参考时钟间的频率修正系数，将频率修正系数再用于多普勒频率模拟补偿，实现了对雷达回波多普勒频率的相参模拟。

实现本发明的技术方案如下：

一种基于频率实时测量的雷达回波多普勒频率相参模拟方法，如图1所示，具体过程为：

步骤一：模拟器对雷达的发射信号脉冲进行包络提取；在n2个雷达发射脉冲周期内，模拟器利用本地时钟进行时钟计数n3；

其中，floor为向下取整函数；n1为在雷达发射脉冲的重复周期内，雷达基准时钟的计数；fclk_sim表示模拟器上本地时钟的频率；fclk_radar表示雷达基准时钟的频率；

步骤二，计算修正后的多普勒频率模拟量f'd，

其中，fd拟模拟的目标所对应的多普勒频率，α为雷达与模拟器的工作时钟标称频率值之比，为频率修正系数；

步骤三，利用所述多普勒频率模拟量f'd，实现对雷达回波多普勒频率相参模拟。

进一步地，本发明第三步的具体过程为：

首先，根据所述多普勒频率模拟量f'd，得到两路正交多普勒信号：

sdi(n)＝cos(2πf'dnts)(13)

sdq(n)＝sin(2πf'dnts)(14)

其次，利用所述两路正交多普勒信号对经由模拟器本地数字正交下变频、低通滤波后的信号进行正交多普勒调制；

再次，对调制后的信号进行包括模拟器本地数字正交上变频处理，得到雷达回波模拟信号，实现对雷达回波多普勒频率相参模拟。

进一步地，本发明所述模拟器在进行本地数字正交下变频之前，对接收的信号进行下变频、低通滤波及a/d转换处理；所述模拟器对数字正交上变频处理得到的信号还进行d/a转换、上变频及带通滤波处理。

进一步地，本发明所述带通滤波器的中心频率为f0、带宽为flo_sim/6，其中f0为了达发射信号的载波频率，flo_sim为模拟器进行上变频和下变频的本振信号的频率。

有益效果

1)本发明突破了传统雷达回波模拟器实现相参雷达回波模拟需增加外部时钟基准的瓶颈，创新性地提出了一种对信号进行脉冲提取、多脉冲周期内本地时钟计数进而实现频率在线精确测量与补偿的多普勒频率相参模拟方法，在解决该体制雷达回波相参模拟难题的同时改善了雷达模拟器工作的灵活性。

2)所述方法与雷达脉冲内信号体制无关，具有广泛的适应性。

附图说明

图1为本发明雷达回波多普勒频率相参模拟方法的流程图；

图2为实例1雷达回波多普勒频率相参模拟方法的实施框图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面参照附图和实施例，对本发明作进一步详细说明。

实例1：

本实例基于频率实时测量的雷达回波多普勒频率相参模拟方法，该实例中雷达发射信号为线性调频信号，具体过程为：

第一步：模拟器接收信号模型

模拟器接收雷达发射的脉冲调制的线性调频信号，表示如下：

其中，f0为雷达发射载波频率，tp为脉冲宽度，tr为脉冲重复周期，a为线性调频信号幅度，k为线性调频调制系数b为线性调频带宽，为雷达发射载波初始相位，rect(t)为矩形脉冲函数，定义如下：

第二步：多普勒频率相参模拟

模拟器采用频率为flo_sim的本振对接收信号进行下变频，再进行低通滤波、a/d转换器采样后，得到数字中频信号为：

式中，fi＝f0-flo_sim为模拟器中频接收信号频率，fs为模拟器a/d转换器采样时钟频率，为模拟器采样时钟周期，n表示采样点序号。

模拟器通过数字功率检波方式进行雷达发射脉冲的包络提取，即进行下述逻辑运算：

式中sr_if_sim(n)用sr(n)表示。

考虑在雷达发射脉冲pulse_radar(n)的重复周期tr内，雷达基准时钟(实际频率计为fclk_radar)计数n1个时钟周期。在n2个雷达发射脉冲pulse_radar(n)周期内，模拟器利用本地时钟(实际频率计为fclk_sim)进行时钟计数，考虑在该时间间隔内模拟器本地时钟计数周值为n3。因此可得：

其中，floor为向下取整函数。

若雷达的工作时钟标称频率值为f'clk_radar，模拟器的工作时钟标称频率值为f'clk_sim，两者的比值定义为：

利用模拟器本地数字正交中频信号cos(2πf'ints)与-sin(2πf'ints)，对接收采样后的中频信号sr_if_sim(n)进行数字正交下变频，得到：

式中，f'i为模拟器本地数字中频信号的载波频率，δfi＝fi-f'i为残留频差。

数字正交解调后的信号si(n)和sq(n)经低通滤波，分别得到：

设拟模拟的目标速度为v，对应的多普勒频率为：

式中，c＝3×10⁸m/s为光速。

定义修正后的多普勒频率模拟量f'd为：

其中，为频率修正系数。

根据式(12)修正后的多普勒频率模拟量，利用直接数字频率合成(dds)技术，得到两路正交多普勒信号：

sdi(n)＝cos(2πf'dnts)(13)

sdq(n)＝sin(2πf'dnts)(14)

利用sdi(n)、sdq(n)对si_l_sim(n)与sq_l_sim(n)进行正交多普勒调制，得到：

利用本地数字中频信号cos(2πf'ints)、-sin(2πf'ints)，对sv_i_sim(n)、sv_q_sim(n)进行数字正交上变频，得到：

该信号经d/a变换后，得到：

采用频率为flo_sim的模拟器本振信号cos(2πflo_simt)对st_if_sim(t)进行上变频，得到：

考虑f'd＜＜flo_sim，经中心频率f0、带宽为flo_sim/6的带通滤波器对st_mix_sim(t)进行滤波，得到：

针对实例1的多普勒频率模拟精度分析：

修正后的多普勒频率f'd为：

模拟器利用dds技术产生本地正交多普勒信号cos(2πf'dnts)与sin(2πf'dnts)，其中，多普勒频率控制字为：

其中，m1为模拟器dds中相位累加器的字长，round()为四舍五入取整函数。

则模拟器拟模拟产生的雷达回波实际多普勒频率值为：

该回波经雷达接收、检测与无失真跟踪测量后，得到的多普勒频率雷达跟踪频率字为：

其中，m2为雷达跟踪环路dds相位累加器的字长。

经雷达解算后的多普勒频率测量值为：

由此可得，雷达解算后的多普勒频率fdr与期望多普勒频率fd之间的相对误差为：

实例2：

本实例基于频率实时测量的雷达回波多普勒频率相参模拟方法，该实例中雷达发射信号为线性调频信号，雷达和模拟器的工作时钟标称频率均为300mhz，即f'clk_radar＝f'clk_sim＝300mhz，雷达时钟准稳度为10ppm，即雷达工作时钟实际频率fclk_radar＝300×(1+10^-5)mhz；模拟器时钟准稳度为-10ppm，即模拟器工作时钟实际频率fclk_sim＝300×(1-10^-5)mhz，考虑雷达工作时钟计数n1＝750000个时钟周期，产生周期该方法的具体过程为：

第一步：模拟器接收信号模型描述

模拟器接收的线性调频发射信号，表示如下：

式中，tp＝0.5×(1-10^-5)ms为雷达发射脉冲的宽度，f0＝15×(1+10^-5)ghz为雷达发射信号载波频率，a＝1v为线性调频信号幅度，k为线性调频调制系数

b＝0.1×(1+10^-5)mhz为线性调频信号带宽，为雷达发射信号初始相位，rect(t)为矩形脉冲函数，

第二步：多普勒频率相参模拟

模拟器采用频率为flo_sim＝14.88×(1-10^-5)ghz的本振，对接收信号进行下变频，低通滤波、a/d转换器采样后，得到数字中频信号为：

式中，fi＝f0-flo_sim＝120.2988mhz为模拟器中频接收信号频率，fs＝300×(1-10^-5)mhz为模拟器a/d转换器采样时钟频率，为模拟器采样时钟周期。

模拟器通过数字功率检波方式进行雷达发射脉冲的包络提取，即进行下述逻辑运算：

之后，模拟器进行n2＝1000个雷达发射脉冲周期内的本地时钟计数，由前述分析，在该时间段内的模拟器本地时钟计数值n3为

接着，模拟器利用本地数字正交中频信号cos(2πf'ints)与-sin(2πf'ints)(其中，f'i＝120×(1-10^-5)mhz为模拟器本地数字中频信号的载波频率)，对接收采样后的中频信号sr_if_sim(n)进行数字正交下变频，得到：

式中，δfi＝fi-f'i＝0.3mhz为残留频差。

数字正交解调后的信号si(n)和sq(n)经低通滤波，分别得到：

设拟模拟的目标速度为v＝100m/s，对应的多普勒频率为：

式中，c＝3×10⁸m/s为光速。

考虑雷达参考时钟与模拟器参考时钟频差的影响，定义修正后的多普勒频率模拟值为：

其中，为频率修正系数

根据修正后的多普勒频率值，利用直接数字频率合成(dds)技术，得到两路正交多普勒信号：

sdi(n)＝cos(2πf'dnts)

sdq(n)＝sin(2πf'dnts)

利用sdi(n)、sdq(n)对si_l_sim(n)与sq_l_sim(n)进行正交多普勒调制，得到：

其中，δfi＝fi-f'i＝0.3mhz为雷达与模拟器时钟不同源引入的残留频差。

利用本地数字中频信号cos(2πf'ints)、-sin(2πf'ints)，对sv_i_sim(n)、sv_q_sim(n)进行数字正交上变频，得到：

其中，fi＝120.2988mhz，f'd＝10.0002khz

该信号经d/a变换后，得到：

采用频率为flo_sim＝14.88×(1-10^-5)ghz的模拟器本振信号cos(2πflo_simt)对st_if_sim(t)进行上变频，得到：

考虑f'd＜＜flo_sim，经中心频率f0、带宽为flo_sim/6的带通滤波器对st_mix_sim(t)进行滤波，得到：

其中，f0＝15×(1+10-⁵)ghz，f'd＝10.0002khz。

针对实例2的多普勒频率模拟精度分析

模拟器利用dds技术产生本地正交多普勒信号cos(2πf'dnts)与sin(2πf'dnts)，其中，多普勒频率控制字为：

其中，m1＝40为模拟器dds中相位累加器的字长。

则模拟器模拟产生的雷达回波实际多普勒频率值为：

该模拟回波经雷达接收、检测与无失真跟踪测量后，得到多普勒频率雷达跟踪频率字为：

其中，m2＝40为雷达跟踪环路dds相位累加器的字长。

将雷达跟踪频率字解算为多普勒频率测量值，得到：

由此可得，经雷达解算后的多普勒频率fdr与期望的多普勒频率fd之间的相对误差为：

由此可见，所述模拟方法具有非常高的多普勒频率模拟精度。

本发明包括但不局限于以上的实施例，凡是在本发明的精神和原则之下的任何局部改动和等同替换，都将视为在本发明的保护范围之内。