一种适用于IGBT驱动芯片的过热保护电路的制作方法

本发明属于集成电路设计技术领域，具体涉及一种适用于IGBT驱动芯片的过热保护电路，防止芯片过热而无法正常驱动IGBT器件。

背景技术：

由于IGBT是大功率器件，驱动芯片需要提供较高的驱动电压和较大的驱动电流(电压通常要达到15伏以上，电流通常要达到2.5安培)，并且驱动芯片的开关频率较高，必然导致驱动芯片内部产生较大的损耗，如果热量不能及时散掉，驱动芯片的结温Tj将超过允许的最大值Tjmax，驱动芯片可能损坏，进而导致IGBT无法正常开启或关断。因此，必须在IGBT驱动芯片中加入过热保护电路，当芯片超过预设的警戒温度时提供一个关断信号，将驱动芯片的核心功能关闭，使芯片温度降低；当芯片温度降至警戒温度以下时提供一个开启信号，恢复驱动芯片正常工作。

现有的过热保护技术用热电偶和热电感来检测温度，但这些器件无法集成到芯片内部，不利于系统的小型化。因此，必须利用集成电路中各种器件的温度特性来设计过热保护电路。传统的过热保护电路可以利用PTAT(proportional to absolute temperature，与绝对温度成正比)电流的温度特性，当温度升高时，电阻R上的电压随着I_PTAT电流的升高而升高，使三极管T1导通。当温度到达一定的阈值时，流过三极管T1的电流将大于参考电流Iref，使输出信号Vout从高电平变为低电平，这种电路可以通过调节电阻R的阻值来控制过热保护阈值温度的高低，但是要增加设计PTAT电流的产生电路，因此电路的复杂度较高，且需要用到三极管，不能与标准CMOS工艺兼容。另一种现有技术是利用IGBT驱动芯片中三极管器件基集-发射极电压Vbe的负温度系数检测温度，三极管的结电压VBE为负温度系数，在T＝300K时为－2.2mV/℃。随着温度的升高，VBE不断降低，当电压值低于基准电压Vref时，比较器的输出发生翻转；此种电路可以通过调节基准电压Vref的大小来控制热关断阈值温度，但此种电路需要用到三极管，与标准CMOS工艺不兼容。

技术实现要素：

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种适用于IGBT驱动芯片的过热保护电路，其目的在于通过纯CMOS电路精确检测驱动芯片的结温，当结温超出阈值时生成一个新的逻辑信号，从而保护驱动芯片防止其因为过热而失效，由此简化现有的IGBT驱动芯片过热保护电路。

为实现上述目的，按照本发明所述，提供了一种适用于IGBT驱动芯片的过热保护电路，包括温度检测电路、信号整形电路和迟滞阈值控制电路；

其中，温度检测电路的用于检测IGBT驱动芯片温度，信号整形电路的输入端与温度检测电路的输出端相连，用于将检测到的芯片温度转换为数字信号输出，迟滞阈值控制电路的输入端与信号整形电路的输出端相连，信号整形电路的输出端还作为该过热保护电路与IGBT驱动芯片开启/关断控制端相连的接口；温度检测电路的输入端与迟滞阈值控制电路的输出端相连。

优选的，上述适用于IGBT驱动芯片的过热保护电路，包括第一电阻R1、第二电阻R2；第一MOSFET管M1、第二MOSFET管M2、第三MOSFET管M3、第四MOSFET管M4、第五MOSFET管M5、第六MOSFET管M6、第七MOSFET管M7、第八MOSFET管M8、第九MOSFET管M9、第十MOSFET管M10；第十一MOSFET管M11；第一运放A1；第一比较器A2；第一反相器N1、第二反相器N2；

其中，第一MOSFET管M1、第二MOSFET管M2、第三MOSFET管M3、第四MOSFET管M4、第五MOSFET管M5构成负温度系数电压模块(V_CTAT模块)；负温度系数电压模块采用纯CMOS电路，没有使用三极管，与标准CMOS工艺兼容，且M3、M4工作在弱反型区，整个负温度系数电压模块功耗很小；

其中，第六MOSFET管M6、第七MOSFET管M7、第八MOSFET管M8、第九MOSFET管M9、第十MOSFET管M10构成正温度系数电压模块(V_PTAT模块)；正温度系数电压模块采用纯CMOS电路，没有使用三极管，与标准CMOS工艺兼容，且M8、M9工作在弱反型区，整个正温度系数电压模块功耗很小；

其中，第一电阻R1、第二电阻R2、第一运放A1构成同相比例放大器，其特征在于R1、R2阻值较大，可以减小功耗，通过调整R1、R2的比值，可以改变同相比例放大器的比例放大倍数；

其中，第一比较器A2构成判断被检测电路是否过热的判决电路，用于精确分辨负温度系数电压模块的输出信号V_CTAT与同相比例放大电路的输出信号V_PTAT1的细微差别；

其中，负温度系数电压模块、正温度系数电压模块、同相比例放大器和判决电路构成温度检测电路，负温度系数电压模块的输出V_CTAT接在判决电路的同相输入端，正温度系数电压模块的输出V_PTAT接在同相比例放大电路的同相输入端，同相比例放大电路的输出V_PTAT1接在判决电路的反相输入端，判决电路的输出接在信号整形电路的输入端；

其中，第一反相器N1、第二反相器N2构成信号整形电路，其特征在于由两个级联的反相器N1、N2构成，将判决电路的输出信号整形为0或者VDD的V_OUT数字输出信号；

其中，第八MOSFET管M8、第十一MOSFET管M11构成迟滞阈值控制电路，其特征在于当检测到过热时，输出信号V_OUT为低电平，M11管开启，向M8管注入电流。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：

本发明提供的适用于IGBT驱动芯片的过热保护电路，利用纯CMOS电路产生正负温度系数的电压，并进行处理，从而将温度信号精确地转变为电压信号，因此能够精确地检测IGBT驱动芯片的结温，当IGBT驱动芯片的结温超出阈值时生成一个新的逻辑信号控制IGBT驱动芯片关断，从而保护IGBT驱动芯片防止其因为过热而失效。本发明利用纯CMOS电路实现，未使用三极管，与标准CMOS工艺兼容，本发明中正负温度系数电压模块都工作在弱反型区，功耗非常低；本发明中提出了一种新的检测温度的电路，与传统的PTAT电流检测或者利用三极管的V_BE检测不同，不需要额外的带隙基准产生电路。

附图说明

图1是过热保护电路的结构示意图；

图2是本发明提供的适用于IGBT驱动芯片的过热保护电路的一个实施例示意图；

图3是为本发明实施例中的正、负温度系数电压随温度变化示意图；

图4是本发明实施例提供的过热保护电路的输出曲线示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

实施例提供的一种适用于IGBT驱动芯片的过热保护电路，其结构如图1所示，包括温度检测电路、信号整形电路和迟滞阈值控制电路；

其中，温度检测电路的用于检测芯片温度，信号整形电路的输入端与温度检测电路的输出端相连，用于将检测到的芯片温度转换为数字信号输出，迟滞阈值控制电路的输入端与信号整形电路的输出端相连，温度检测电路的输入端与迟滞阈值控制电路的输出端相连，迟滞阈值控制电路用于改变本实施例提供的过热保护电路在芯片温度下降时的阈值温度，防止过热保护电路在某一温度点不停的开启和关断。

实施例提供的这种适用于IGBT驱动芯片的过热保护电路具体如图2所示，包括第一电阻R1、第二电阻R2；第一MOSFET管M1、第二MOSFET管M2、第三MOSFET管M3、第四MOSFET管M4、第五MOSFET管M5、第六MOSFET管M6、第七MOSFET管M7、第八MOSFET管M8、第九MOSFET管M9、第十MOSFET管M10、第十一MOSFET管M11、第一运放A1、第一比较器A2、第一反相器N1、第二反相器N2；其中第一MOSFET管M1、第二MOSFET管M2、第三MOSFET管M3、第四MOSFET管M4、第五MOSFET管M5构成负温度系数电压模块(V_CTAT模块)，第六MOSFET管M6、第七MOSFET管M7、第八MOSFET管M8、第九MOSFET管M9、第十MOSFET管M10构成正温度系数电压模块(V_PTAT模块)，第一电阻R1、第二电阻R2、第一运放A1构成同相比例放大器，第一比较器A2构成判断被检测电路是否过热的判决电路，第一反相器N1、第二反相器N2构成信号整形电路，第八MOSFET管M8、第十一MOSFET管M11构成迟滞阈值控制电路。

实施例中负温度系数电压模块、正温度系数电压模块、同相比例放大器和判决电路构成温度检测电路，负温度系数电压模块的输出V_CTAT接在判决电路的同相输入端，正温度系数电压模块的输出V_PTAT接在同相比例放大电路的同相输入端，同相比例放大电路的输出V_PTAT1接在判决电路的反相输入端，判决电路的输出接在信号整形电路的输入端，信号整形电路的输出用于控制IGBT驱动芯片的导通和关断，且与迟滞阈值控制电路M11管的栅极相连，控制M11管的开通和关断，M11管的漏极和M8管的漏极相连。

如图2所示，第六MOSFET管M6、第七MOSFET管M7、第八MOSFET管M8、第九MOSFET管M9、第十MOSFET管M10构成正温度系数电压模块(V_PTAT模块)，其中M8、M9工作在弱反型区，N型MOSFET工作在弱反型区的I/V特性由以下公式给出：

I₀＝2nμC_oxV_T² (2)

其中，V_T为温度的电压当量，k为玻尔兹曼常数，q为电子电量，T为绝对温度，n斜率因子，μ为载流子迁移率，Cd为耗尽层电容，Cox为氧化层电容。V_TH0为栅衬压为0时的阈值电压，γ为体效应系数，2Φ_F为表面势参数。因此可以导出V_PTAT的电压：

适当调节管子宽长比即可改变输出正温度系数电压V_PTAT的斜率。

如图2所示，第一MOSFET管M1、第二MOSFET管M2、第三MOSFET管M3、第四MOSFET管M4、第五MOSFET管M5构成负温度系数电压模块(V_CTAT模块)，其中M3、M4工作在弱反型区，其中P型MOSFET工作在弱反型区的I/V特性由以下公式给出：

其中，V_T为温度的电压当量，k为玻尔兹曼常数，q为电子电量，T为绝对温度，n斜率因子，μ为载流子迁移率，Cd为耗尽层电容，Cox为氧化层电容。V_TH0为栅衬压为0时的阈值电压，γ为体效应系数，2Φ_F为表面势参数。通过调节管子宽长比可以改变输出负温度系数电压V_CTAT的斜率。

如图2所示，第一电阻R1、第二电阻R2、第一运放A1构成同相比例放大器，输出V_PTAT1表达式如下：

通过调整电阻R1和R2的比值，可以改变输出电压V_PTAT1的斜率。

如图2所示，负温度系数电压V_CTAT接在比较器A2的同相输入端，正温度系数电压V_PTAT1接在比较器A2的反向输入端，当IGBT驱动芯片温度正常时，V_CTAT的值要大于V_PTAT1的值，所以比较器A2输出为高电平，经过信号整形电路后，输出电压V_OUT也为高电平，此时IGBT驱动芯片正常工作，迟滞阈值控制管M11关断。当IGBT驱动芯片温度不断上升时，V_CTAT的值不断下降，V_PTAT1的值不断上升，当温度上升到热关断温度T_H时，V_PTAT1开始大于V_CTAT，比较器A2输出为低电平，经过信号整形电路后，输出电压V_OUT为低电平，控制关断IGBT驱动芯片，迟滞阈值控制管M11开启，设M11开启时的电流为I_L，则此时正温度系数电压V_PTAT的输出表达式如下：

与式(11)对比可知，V_PTAT1′斜率升高，此时V_PTAT1′与VCTAT交点前移，交点即为迟滞开启温度TL。

图3为本发明实施例的过热保护电路的正、负温度系数电压随温度变化示意图。如图所示，当温度T较低时，V_CTAT的值要大于V_PTAT1的值，随着温度的升高，V_CTAT的值不断下降，V_PTAT1的值不断上升，二者的交点T_H即为热关断温度，当温度T大于T_H时，V_CTAT的值小于V_PTAT1，比较器输出电平翻转，控制关断IGBT驱动芯片。当热关断发生时，正温度系数输出电压转变为V_PTAT1′，如图3中虚线所示，V_PTAT1′与V_CTAT的交点为T_L，T_L为迟滞开启温度，且T_L小于T_H，即当热关断已经发生时，需要温度降低到T_L以下时，比较器输出电平才会翻转，控制开启IGBT驱动芯片，从而避免了本实施例在某一温度点不停的开启和关断。由式(12)可知，T_L的值可由I_L控制，即可以通过调整M11管的宽长比来控制迟滞开启温度T_L。

图4为本发明实施例的过热保护电路的输出曲线示意图。当V_OUT为低电平时，热关断电路控制关闭IGBT驱动芯片。如图所示，在温度从低到高的过程中，V_OUT在温度为TH时发生翻转，V_OUT从高电平跳变到低电平，从而关断IGBT驱动芯片；当温度从高到低时，V_OUT在温度为TL时发生翻转，V_OUT从低电平跳变到高电平，从而重新开启IGBT驱动芯片。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。