FMCW雷达中的动态IQ失配校正的制作方法

本发明涉及正交调频连续波(frequencymodulationcontinuouswave，fmcw)雷达系统中正交接收器的增益和相位校正。

背景技术：

雷达在许多应用中用于检测目标对象，例如飞机、军事目标、车辆和行人。雷达可用于与机动车辆相关联的数个应用，例如用于自适应巡航控制、碰撞警告、盲点警告、变道辅助、停车辅助和后方碰撞警告。脉冲雷达和fmcw雷达惯常用于此类应用中。

在雷达系统中，本地振荡器(lo)生成发射信号。压控振荡器(voltagecontrolledoscillator，vco)将电压变化转换成对应的频率变化。发射信号被放大且由一或多个发射单元发射。在fmcw雷达中，发射信号的频率随着时间推移线性地变化。例如，发射信号的频率可在约100微秒的周期中以恒定线性缓变率从77ghz增大到81ghz。此发射信号被称作斜坡信号或线性调频脉冲信号。一或多个障碍散射(或反射)由fmcw雷达系统中的一或多个接收单元接收到的发射信号。

基带信号是从混合器获得，混合器混合所发射的lo信号与接收到的散射信号(被称为中频(if)信号)。if信号为通过包含放大器和抗混叠滤波器的调节电路调节的信号且接着通过模/数转换器(adc)进行采样且由处理器处理以估计一或多个邻近障碍的距离和速度。if信号的频率与障碍的范围(距离)成比例。

传统地，fmcw雷达接收器使用仅同相(i)接收器。然而，具有i信道和正交相位(q)信道的iq接收器允许形成接收信号的i和q分量以生成if信号，其包含相位和振幅数据两者而无信息的损耗。这有助于通过抑制负频率分量，包含噪声的折回(在镜频抑制比(imagerejectionratio，imrr)方面)相较于仅i接收器改进雷达系统的噪声指数，且还有助于使图像波段对外部干扰监控保持可见。

然而，已知iq不平衡归因于提供i信号路径和q信号路径的接收器链的平行区段(或信道)之间的失配而发生。在fmcw雷达中，lo信号为斜坡信号，与发射信号相同，且所述斜坡信号的副本延迟(或提前)90度。当通过混合器使直接lo输出与接收到的原始信号混合时，这产生i信号，而当使移位90°的lo输出与接收到的原始信号混合时，产生q信号。在模拟域中，延迟从未正好是90度，且类似地，模拟增益在i信号路径与q信号路径之间从未完全匹配。

技术实现要素：

在用于fmcw雷达的iq失配校正的描述方法中，iqfmcw接收器包含同相(i)信道，包括被耦合成接收和混合啁啾本地振荡器信号(啁啾lo信号)和接收到的散射啁啾雷达信号(啁啾雷达信号)的第一混合器和用于输出同相(i)数据的第一模/数(a/d)转换器；和正交(q)信道，包含用于使所述啁啾lo信号相移以提供相移啁啾lo信号的移相器、被耦合成接收和混合所述啁啾雷达信号和所述相移啁啾lo信号的第二混合器和用于输出q相位(q)数据的第二a/d转换器。基于所述啁啾lo信号的频率的斜率动态地生成iq相位校正参数值(p[n])和iq增益校正参数值(g[n])，包含在所述啁啾lo信号的每个线性调频脉冲的多个间隔期间生成不同值。将所述p[n]和所述g[n]耦合到iq失配(iqmm)校正电路，其具有被耦合成接收来自所述i信道的所述i数据的第一iqmm输入和用于接收来自所述q信道的所述q数据的第二iqmm输入。所述iqmm校正电路提供校正的q(q')数据和校正的i(i')数据。使用信号处理算法处理所述i'数据和q'数据以确定至少一个雷达参数。

附图说明

图1说明根据实例实施例的包含所描述的动态iq失配校正参数生成器的实例正交fmcw雷达接收器。

图2说明根据实例实施例的包含图1中展示的雷达接收器连同发射器的实例正交fmcw雷达系统。

图3a展示在频率(f)范围内用于rf信号的iqg失配校正函数的实例分段式线性近似，且图3b展示根据实例实施例的动态校正参数生成器的第一实例框图实施方案。

图4a展示展示交错的不同线性调频脉冲的实例线性调频脉冲图，图4b展示在频率(f)范围内用于rf信号的iqg失配校正函数，且图4c展示根据实例实施例的动态校正参数生成器的第二实例框图实施方案。

图5展示根据实例实施例的使其输出耦合到实例iq失配校正电路的动态校正参数生成器的第三实例框图实施方案。图6为根据实例实施例的用于正交fmcw雷达的动态iq失配校正的实例方法中的步骤的流程图。

图7a展示基于硅cmos的正交fmcw接收器的实例iqg失配，图7b展示fmcw接收器的实例iqp失配特性曲线，且图7c展示根据实例实施例在不进行校正的情况下包含基于硅cmos的正交接收器的fmcw雷达系统的图像波段性能、在进行对g和p的静态iq失配校正方案的情况下同一fmcw雷达系统的图像波段性能，和经修改以包含对g和p的所描述动态iq失配校正的同一fmcw雷达系统的图像波段性能。

具体实施方式

图式不一定按比例绘制。在图式中，相同参考编号表示类似或等效元件。一些所说明的动作或事件可与其它动作或事件以不同次序发生和/或同时发生。此外，一些所说明的动作或事件为任选的。

在此描述中，如本文中所使用而无进一步限制条件，术语“耦合到”或“与…耦合”(等等)描述间接或直接电连接。举例来说，如果第一装置“耦合”到第二装置，那么连接可通过其中在路径中仅存在寄生效应的直接电连接，或通过经由包含其它装置和连接的中间项的间接电连接。对于间接耦合，中间项一般不会修改信号的信息，但是可能会调整它的电流电平、电压电平和/或功率电平。

对于具有同相(i)信道和正交相位(q)信道的正交接收器，i信道与q信道之间增益(g)和相位(p)的失配(iq失配)可依据跨越本地振荡器(lo)rf频段的频率明显地发生改变。对于车辆应用，调频连续波(fmcw)线性调频脉冲可具有高达约4ghz的宽带宽。iq失配在所述频段内的变化是归因于正交接收器的i电路组件与q电路组件之间，例如相应信道中混合器与滤波器之间的失配。此失配在rf频段内的变化通常由于从基于sige到基于si的互补金属氧化物半导体(cmos)雷达集成电路(ic)的产业转移而加剧以使得成本能够降低。

fmcw雷达系统的正交接收器的未校正的iq失配(iqmm)归因于折回到所要信号波段上的图像波段而降低接收器性能。尽管静态(固定)失配校正值可用于增益和相位两者的iq失配校正，但在使用宽rf频段(例如，4ghz)时，归因于不匹配的i和q信道电路组件的rf响应的取决于频率的增益/相位变化，静态校正方案失效。由于lo频率在雷达操作期间在几皮秒内跨越较大扫描带宽倾斜上升，因此在iq混合之后取决于rf频率的iq失配转变为时变iqmm，从而导致雷达系统的图像波段性能降低。

图1说明根据实例实施例的包含所描述的动态iq失配校正参数生成器(动态校正参数生成器)140的实例正交雷达接收器(rx)100。rx100为形成于衬底105上的集成电路(ic)的部分。所述ic可为形成于包括块状硅或块状硅上的磊晶硅的衬底105或其它衬底布置上的cmos-ic。

rx100被耦合成从本地振荡器(lo)102接收rf斜坡信号，展示为倾斜上升的lo信号。在一个版本中，通过lo102输出的rf信号103的频率随时间的推移线性地变化以提供啁啾lo信号，例如在100微秒内以恒定线性速率从77ghz增大到81ghz。此rf信号103也被称作斜坡信号或线性调频脉冲信号。在另一版本中，rf信号103包括具有开始频率、固定斜率和结束频率的斜坡区段。

rx100包含同相(i)信道，包含第一混合器111、通常至少包含用于使一些强的附近反射减弱的高通滤波器的if滤波器112、第一放大器113，和接着耦合成在通过低噪声放大器(lownoiseamplifier，lna)109放大之后处理由rx天线108从一或多个对象接收到的散射啁啾雷达信号(啁啾雷达信号)以生成输出采样i数据的第一a/d转换器114。放大器113可以是if滤波器112的部分。在另一实施例中，if滤波器112并不存在于rx100中。rx100还包含q信道，包含+或-90°移相器127、第二混合器121和被耦合成在通过lna109放大之后接收由rx天线108接收到的啁啾雷达信号的if滤波器122、第二放大器123、接着被耦合成接收雷达信号的正交分量且输出采样q数据的第二a/d转换器124。

在另一实施例中，if滤波器122并不存在于rx100中。rx天线108可使rx100的ic接通或断开。rx100可包含在雷达领域中常规的一或多个额外组件。

rx100经展示包含控制引擎框(控制引擎)170和时序引擎框(时序引擎)180。控制引擎170的输出耦合到时序引擎180的输入。控制引擎170可包括arm处理器(通过高级risc机器(advancedriscmachine，arm)研发出的基于cpu的精简指令集计算机(reducedinstructionsetcomputer，risc)架构)，例如微控制器单元(microcontrollerunit，mcu)。时序引擎180可包括专用硬件。控制引擎170接收外部输入(例如，经由串行外围接口(serialperipheralinterface，spi))。lo102(和i和q信道的数字基带区段中的一些电路)可受时序引擎180控制，这还可为不同斜率、开始频率和其它线性调频脉冲参数提供可编程性。还展示时序引擎180的输出耦合到动态校正参数生成器140的输入。

动态校正参数生成器140从时序引擎180接收关于啁啾lo信号的当前频率的信息且用于在每个线性调频脉冲的多个间隔期间生成当前(经更新)iq相位校正参数值(p[n])和当前iq增益校正参数值(g[n])。下文中所描述的图3b、4c和5提供动态校正参数生成器的实例实施方案。实例iq失配(iqmm)校正电路130具有被耦合成接收来自i信道的i数据以用于混合i数据和当前p[n]的第一iqmm输入和用于接收来自q信道的q数据以用于混合q数据和当前g[n]的第二iqmm输入。iqmm校正电路130输出校正g和p的iq数据，展示为校正的i数据(i')输出和校正的q数据(q')输出。实际上，通常i数据和q数据中的仅一个经g和p校正，在实例实施例中仅展示为图5中的校正g和p的q数据，如下文中所描述。将i'和q'输出提供到处理器160，其中处理器160可在rx100的衬底105上或使ic断开。一般来说，尽管未展示，但高速接口(highspeedinterface，hsi)在iqmm校正电路130与处理器160之间。处理器160可为微处理器、数字信号处理器(dsp)或微控制器单元(mcu)。使用来自每个芯片的多个间隔和多个线性调频脉冲的i'数据和q'数据，处理器160可估计一或多个邻近对象或障碍的距离和速度。

在每个线性调频脉冲持续时间期间的每个间隔期间应用通过动态校正参数生成器140提供的当前g和piq校正参数(g[n]、p[n])，使用时序引擎180来为校正的改变计时。动态线性调频脉冲内iqmm校正在每个线性调频脉冲的持续时间内校正g与p的取决于rf频率的iq电路系统失配，其将以其它方式转变为时变iq失配。这提供线性调频脉冲内“皮秒级”时变iqmm校正。尽管rx100经展示具有单个i信道和单个q信道，但所描述rx可包含两个或多于两个接收信道，其相应i和q信道实现包含目标角估计能力的fmcw雷达系统的实施。

图2说明根据实例实施例的包含图1中展示的rx100连同共同衬底105上的发射器(tx)150的实例正交fmcw雷达系统200。将通过lo102输出的rf信号103耦合到rx100且耦合到tx150的功率放大器(pa)152。pa152驱动tx天线153，其通过无线电发射雷达信号。fmcw雷达系统200可包含多个i和qrx信道和多个tx信道。在另一实施例中，tx150和rx100可在单独衬底(芯片)上。

在fmcw雷达系统200的操作中，lo102生成rf信号103，其频率随时间的推移线性地改变(斜变信号)，例如通过由时序引擎180提供的控制，所述时序引擎可提供rf信号103的开始频率和频率斜率的值。例如，如上文所描述，rf信号103的频率可在100皮秒内以恒定速率从77ghz的开始频率增大到81ghz。然而，在一个实例中，rf信号103的频率取决于fmcw雷达系统200的工作频带。tx150从lo102接收rf信号103且生成通过tx天线153通过无线电发射的第一发射信号。

散射信号由rx100接收。rx100放大散射信号以生成经放大散射信号。将通过lna109输出的经放大散射信号通过i信道中的混合器111(或q信道中的混合器121)与来自lo102的rf信号103混合以生成中频(intermediatefrequency，if)信号，其通过i信道中的if滤波器112或q信道中的if滤波器122滤波，通过i信道中的第一放大器113或q信道中的第二放大器123放大，且接着通过i信道中的adc114或q信道中的adc124进行采样以分别生成采样i数据和采样q数据。iqmm校正电路130接收采样i数据和采样q数据且输出展示为i'数据和q'数据的校正g和p的采样iq数据。处理器160使用校正g和p的i'和q'数据以估计对象或障碍的位置和速度。尽管未展示，但其它数字基带级通常在adc114、124与iq校正电路130(例如抽取滤波器等等)之间，且也在iq校正电路130与去到处理器160的最终的校正g和p的数据之间。

图3a展示对应于rf信号103的在频率(f)范围内的iqg失配校正函数g(f)的实例分段式线性近似。所示g(f)并非线性的。频率增量大小经展示设定成δf，通常设定成足够的小，使得g(f)的每个区间(或区段)大约为线段。展示第一区间的δg0且展示第二区间的δg1。δg0经展示>δg1。可针对每个ic使用涉及在所利用rf波段内在多个rf频率下的iq失配校准的校准程序估计g(f)和p(f)。可使用任何合适的iq失配校准方法，除涵盖多个rf频率且确定g(f)和p(f)曲线以外。如本文所描述，将整个rf波段划分成区间，校准每个区间的g和p的失配，且接着通过校准数据拟合曲线以填充lut，例如下文中所描述的图3b中所展示的lut343。

图3b展示根据实例实施例的动态校正参数生成器340的第一实例框图实施方案。校正参数生成器340具有无乘法器的低复杂性架构，其针对所使用f范围内的每个区间通过将δg和δp(递增iq校正值更新)存储在lut343中生成分段的线性iq校正参数值g[n]和p[n]。瞬时(实时)lo频率的斜率103'的数字表示经展示通过时序引擎180提供，起始rf频率和频率阈值lut342的输出均经展示提供到lut索引生成器341。频率阈值lut342的目标是实现非均一频率区间，替代图3a和4b中所展示的均一δf实例。

lut索引生成器341从经展示具有f范围内的多个不同频率区间δf，例如从77ghz到81ghz的10mhz的δf区间(在此特定情况下为400个区间)的δg和δp对的值的lut343选择δgi和δpi的值。当前rf频率所处的所述特定频率区间δf确定通过lut343输出的δg、δp对，展示为δgi、δpi，其根据以下关系表示第i区间的递增g和p校正值：

因此，sloperate＝chirprampslope/samprate。例如，在一个特定实施例中，samprate可为100mhz。将增量(当前)相位校正值δpi连同相位校正初始值供应到相位校正参数累加器344，输出当前p[n]，且将增量增益校正值δgi连同增益校正初始值供应到增益校正参数累加器345，输出当前g[n]。由于lut343中的δg、δp条目取决于线性调频脉冲的斜率，因此每当线性调频脉冲特性曲线变化时，例如当fmcw雷达系统使用交错的线性调频脉冲特征曲线(例如，参见下文中所描述的图4a中具有不同线性调频脉冲斜坡斜率的实例交错线性调频脉冲)时，这通常使lut343的重编程成为必要。

现代fmcw收发器支持可具有不同线性调频脉冲斜坡斜率、扫描带宽和起始rf频率的各种线性调频脉冲特征曲线的交错。图4a展示具有不同斜坡斜率、不同扫描带宽和不同起始rf频率的每个线性调频脉冲的3个实例交错线性调频脉冲。为了满足交错线性调频脉冲fmcw雷达系统应用，另一实施例使用线性调频脉冲特性曲线非相依性(恒定)选通累加技术。

图4b为rf信号在频率(f)范围内的实例iqg失配校正函数(g(f))。iq增益失配校正δgi的增量变化等于(δg/δf)iδf。

图4c为根据实例实施例的动态校正参数生成器440的第二实例框图实施方案。动态校正参数生成器440通过针对每个间隔内的每个绝对频率跳变(δf)使用g校正值的增量变化δgi和p校正值的增量变化δpi填充lut454来操作。累加选通信号生成器442基于斜率103'的累加监控rf信号103中rf频率的变化。

相位校正参数累加器443从lut454接收相位校正初始值和δpi且输出当前p[n]，且增益校正参数累加器444从lut454接收增益校正初始值和δgi且输出当前g[n]。每当累加选通信号生成器442确定rf信号103的频率已跳变δf(通过累加斜率103')时，这触发增益校正参数累加器444中δgi的累加和相位校正参数累加器443中δpi的累加。校正参数生成器440基于线性调频脉冲斜率避免lut454的重新编程且使得rx跨越各种交错线性调频脉冲特征曲线无缝地作用，由于来自累加选通信号生成器442的累加器选通信号使得lut454中的lut条目能够对fmcw斜率保持恒定。

图5展示根据实例实施例的使其输出耦合到实例iq失配校正电路130的动态校正参数生成器540的第三实例框图实施方案。动态校正参数生成器540将斜率103'耦合到累加选通信号生成器442的输入和lut索引生成器341的输入，使得lut索引生成器341和累加选通信号生成器442两者累加所述斜率以分别生成lut索引和累加选通信号。lut索引生成器341还从频率阈值lut342接收起始rf频率信号、频率阈值信号以实现非均一频率区间δf，替代图3a和4b中所展示的均一δf实例，且lut索引生成器341将展示为i[n]的基于斜率的lut索引选择信号输出到lut454。相位校正参数累加器443从lut454接收相位校正初始值和δpi且输出当前p[n]值，且增益校正参数累加器444从lut454接收增益校正初始值和δgi且输出当前g[n]值。动态校正参数生成器540因此通过lut索引生成和选通信号生成对在线性调频脉冲期间的线性lo频率变化作出响应。

从动态校正参数生成器540输出的当前p[n]和g[n]经展示耦合到iq失配校正电路130。iq失配校正电路130具有第一iqmm输入，其被耦合成接收来自i信道的i数据(例如，图1中的i)，包含用于混合所述i数据和当前p[n]值的第三混合器131；和第二iqmm输入，其用于接收来自q信道的q数据(例如，图1中的q)，耦合到用于混合所述q数据和当前g[n]值的第四混合器137。iqmm校正电路130包含被耦合成从第三混合器131和第四混合器137接收输出的求和节点134，其中求和节点134经展示提供校正的q数据(q')输出。iq失配校正电路130经展示输出i数据作为i'数据(其中i数据＝i'数据)。iq失配校正电路130可以各种其它方式实施。例如，i数据可经校正g和p，替代q数据。

图6为展示根据实例实施例的用于fmcw雷达的动态iq失配校正的实例方法600中的步骤的流程图。步骤601包括提供iqfmcw接收器，包含同相(i)信道，其包括被耦合成接收和混合啁啾本地振荡器信号(啁啾lo信号)和接收到的散射啁啾雷达信号(啁啾雷达信号)的第一混合器和用于输出同相(i)数据的第一模/数(a/d)转换器；和正交(q)信道，其包含用于使所述啁啾lo信号相移以提供相移啁啾lo信号的移相器、被耦合成接收和混合所述啁啾雷达信号和所述相移啁啾lo信号的第二混合器和用于输出q相位(q)数据的第二a/d转换器。步骤602包括基于所述啁啾lo信号的频率的斜率动态地生成iq相位校正参数值(p[n])和iq增益校正参数值(g[n])，包含在所述啁啾lo信号的每个线性调频脉冲的多个间隔期间生成不同值。

步骤603将p[n]和g[n]耦合到iq失配(iqmm)校正电路，其具有被耦合成接收来自i信道的i数据的第一iqmm输入和用于接收来自q信道的q数据的第二iqmm输入，其中所述iqmm校正电路提供校正的q(q')数据和校正的i(i')数据。步骤604包括在第一线性调频脉冲的持续时间期间，所述动态生成提供第一序列的p[n]和第一序列的g[n]且所述iqmm校正电路提供第一q'数据和第一i'数据，且在第二线性调频脉冲的持续时间期间，所述动态生成在第二线性调频脉冲期间提供不同于所述第一序列的第二序列的p[n]和第二序列的g[n]且所述iqmm校正电路提供第二q'数据和第二i'数据。步骤605包括使用信号处理算法处理第一i'和第一q'数据且至少处理第二i'数据和第二q'数据以确定至少一个雷达参数。

实例

图7a展示基于硅cmos的正交fmcw接收器在从77到81ghz的波段(4ghz的线性调频脉冲扫描带宽)内的实例iqg失配，且图7b展示fmcw接收器在从77到81ghz的波段内的实例iqp失配特性曲线。图7c根据实例实施例展示在不进行校正的情况下包含基于硅cmos的正交接收器的fmcw雷达系统的图像波段性能、在使用对g和p的已知静态iq失配校正方案的情况下同一fmcw雷达系统的图像波段性能和经修改以包含对g和p的所描述动态iq失配校正的同一fmcw雷达系统的图像波段性能。

以1.1mhz对if信号执行模拟。均一频率区间是100mhz。未校正的iq失配产生约-25dbc的immr。展示用于g和piq失配校正的已知静态校正方案不符合-45dbc的imrr规范。展示为“解决方案”的所描述的接收器架构/方法(在图5中基于接收器架构)充分校正iqmm以提供优于-70dbc的imrr，其为经由对g和piq失配的已知静态校正方案的接近30db的改进。

在权利要求书的范围内，对所描述的实施例的修改是可能的，且其它实施例是可能的。例如，在某些应用中，可有可能校正iq数据的g和p中的仅一个。