雷达用收发机的制作方法

本发明以在2016年8月10日提出申请的第2016－157647号日本专利申请为基础，并且该原专利申请的记载内容通过引用被包含于此。

本发明涉及雷达用收发机。

背景技术：

近年来，提出了许多防止冲突或自动驾驶等的技术，而使用雷达技术测量从本装置到目标的距离的技术受到关注。例如，汽车用的毫米波段雷达用天线通常在从汽车到目标之间没有障碍物地安装的情况比较少见，往往被安装在保险杠或前风挡玻璃等外装部件(障碍物、相当于车辆用部件)的内侧。

在这种情况下，从发送天线放射的雷达发送波在外装部件不会100％透射，而是其一部分被反射。该反射信号例如往往是从约几cm的距离被反射的信号，因而衰减量较小。在这种时候，在接收天线接收到该反射信号时，反射信号的功率在总接收信号功率中所占的比率增大。

用于消除这种反射噪声的技术已被记载于专利文献1中。该专利文献1所记载的雷达装置进行电波的相位控制，使得表示来自在车辆外部反射雷达波的目标以外的物体的反射波的第1泄漏分量，被表示从发送部泄漏到接收部的电波的第2泄漏分量相减。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2015－102458号公报

技术实现要素：

专利文献1所记载的收发泄漏依赖于收发机的电路结构、模块结构等，因而难以控制收发泄漏量。因此，为了消除反射噪声而生成具有最佳的信号强度的噪声消除信号比较困难。并且，雷达用收发机通常是抑制收发泄漏，在被抑制了收发泄漏的收发机中，噪声消除信号强度减小，难以充分消除反射信号。

本发明的目的在于提供一种雷达用收发机，通过充分消除基于障碍物的反射信号，能够提高雷达的检测距离及检测能力。

根据本发明，控制部根据由结合器将噪声消除信号结合在接收信号中得到的信号，通过移相器及可变增益放大器控制噪声消除信号的振幅量及移相量，以便消除从障碍物反射的反射信号。因此，能够生成最佳的噪声消除信号，使充分消除基于障碍物的反射信号，提高雷达的检测距离及检测能力。

附图说明

有关本发明的上述目的及其他目的、特征和优点，参照附图并通过下述的具体记述将更加明确。附图如下：

图1是概略地表示第1实施方式的整体系统的结构图，

图2是概略地表示内部单元的电气结构图，

图3是概略地表示调制信号的调制频率和噪声信号频率和目标频率的时间性变化的说明图，

图4是在适用fmcw调制方式(三角波)时的调制频率上升时的噪声消除信号的频率的设定方法的说明图，

图5是在适用fmcw调制方式(三角波)时的调制频率下降时的噪声消除信号的频率的设定方法的说明图，

图6是在使用fmcw调制方式(锯齿波)进行调制时的噪声消除信号的频率的设定方法的说明图，

图7是概略地表示噪声消除处理的流程图，

图8是概略地表示第2实施方式的内部单元的电气结构图，

图9是概略地表示第3实施方式的内部单元的电气结构图，

图10是概略地表示第4实施方式的内部单元的电气结构图，

图11是概略地表示第5实施方式的内部单元的电气结构图。

具体实施方式

下面，参照附图说明雷达用收发机的几个实施方式。在下面所说明的各实施方式中，对于进行相同或者相似的动作的结构，标注相同或者相似的标号，并根据需要省略说明。另外，对下述的实施方式中相同或者相似的结构，对标号的十位和个位标注相同的标号进行说明。下面，说明适用于利用了波束形成技术的毫米波雷达系统的方式。

(实施方式1)

图1～图7表示第1实施方式的说明图。图1概略地表示整体系统的结构。该毫米波雷达系统1具有单片型的收发机搭载ic(相当于雷达用收发机)2、发送天线3、接收天线4、控制器5及基准振荡电路6。发送天线3例如包含基于平板天线的平面型天线等多个天线元件，发送输出雷达波。接收天线4例如包括基于平板天线的平面型天线等，接收雷达波。将这些发送天线3及接收天线4的天线元件平行地配置多个，以便得到期望的天线增益及天线放射图案，但没有图示。收发机搭载ic2和控制器5可以可以构成为一个芯片，也可以分体构成。

在收发机搭载ic2连接有控制器(相当于控制部)5和基于晶体振荡器的基准振荡电路6。基准振荡电路6生成某一基准频率的振荡信号，将该振荡信号输出给收发机搭载ic2的内部的调制信号生成部10。基准振荡电路6还可以向噪声消除器9、特别是后述的噪声消除信号生成部21输出振荡信号。

收发机搭载ic2具有发送部7、接收部8、噪声消除器9、调制信号生成部10、及作为存储部的电路控制寄存器11。收发机搭载ic2内的调制信号生成部10在输入该基准振荡电路6的振荡信号时，使用pll(phaselockloop，锁相环)生成高精度的基准信号。由此，调制信号生成部10能够生成高精度的规定频率的调制信号的原信号。

控制器5随着向该电路控制寄存器11写入参数，进行向收发机搭载ic2内的指令处理及电路控制处理。收发机搭载ic2例如包括使用了硅类半导体被单片化的半导体集成电路装置。

另外，该毫米波雷达系统1例如可以发送雷达波地搭载于车辆前方，发送及接收毫米波(例如80ghz频带：76.5ghz)频带的雷达波。该毫米波雷达系统1通过控制器5计算与在车辆的外部反射雷达波的目标12相关的信息。该目标12例如是前行车辆等其它车辆或道路上的路旁物体等。作为与该目标12相关的信息，例如有基于距离或相对速度、方位等的信息。

如图1所示，发送天线3输出的雷达发送波wt1在目标12进行反射，并产生其反射波wr1。该反射波wr1作为反射目标信号(reflectedtargetsignal)被输入接收天线4。并且，发送天线3输出的雷达发送波wt1的一部分wt2根据搭载毫米波雷达系统1的车内的搭载环境，当在目标12进行反射前，还产生在保险杠或前风挡玻璃等车辆用部件的障碍物ob进行反射的反射波wr2。该反射波wr2作为反射噪声信号(reflectednoisesignal)被输入接收天线4。

下面，使用图2进行详细说明。调制信号生成部10输入通过基准振荡电路6而生成的振荡信号，对于预先设定的频带的雷达用的调制信号的原信号，使其频率按照规定的调制方式(例如fmcw调制方式)而递增/递减来生成，并输出高精度的调制信号的原信号。该调制信号的原信号在其频率被调整为fmod/n(n表示n倍频器13等的倍频数)后，被输出给发送部7、接收部8及噪声消除器9。

在此，示出了调制信号生成部10将对调制信号进行分频得到的原信号按照规定的调制方式递增/递减来生成的方式，但也可以不生成调制信号的原信号，而是生成调制信号自身，还可以适用于生成将调制信号倍频后的信号作为原信号的方式。

发送部7具有：n倍频器13，将调制信号的原信号进行n倍频并作为调制信号；移相器14，使该n倍频器13输出的调制信号移相；以及放大器15，将移相器14的输出放大，发送部7输出放大器15的放大信号。n倍频器13将调制信号生成部10的输出进行n倍频，因而n倍频器13的输出信号的频率达到调制频率fmod，该信号通过移相器14被移相，并通过放大器15被放大。因此，发送部7的发送信号的频率达到调制频率fmod。

该发送部7的发送信号作为雷达发送波，通过发送天线3被输出到外部。移相器14是为了使从n倍频器13输出的信号的相位变化而设置的。在图1中进行了示意性图示，发送部7例如与构成发送天线3的多个天线元件分别一个一个地连接，对应各个天线元件而能够通过移相器14使相位变化，并调整发送天线光束。

另一方面，接收部8具有低噪声放大器16、混合器17、中间频率放大器18、a/d转换器19及n倍频器20。接收部8通过接收天线4接收信号。低噪声放大器16按照规定的放大度将接收信号放大，将该放大信号输出给混合器17。n倍频器20将通过调制信号生成部10输出的调制信号的原信号fmod/n进行n倍频，并作为调制信号fmod输出给混合器17。

混合器17构成为频率转换部，将低噪声放大器16的输出信号和n倍频器20输出的调制信号进行混合，并进行频率转换使成为达到这两个信号之差的频率的较低频率的信号输出给中间频率放大器18。中间频率放大器18例如由可变增益放大器构成，按照对电路控制寄存器11设定的放大度进行放大，将该被放大的信号输出给a/d转换器19。a/d转换器19对该被放大的模拟信号进行数字转换，并输出给控制器5。控制器5例如由具有cpu、rom、ram等的微处理器(均未图示)构成，取得通过接收部8被转换得到的数字数据，并执行基于其采样值的信号处理，由此计算有关目标12的信息。

并且，噪声消除器9是为了减小障碍物ob的反射信号的影响而设置的。噪声消除器9具有噪声消除信号生成部21、移相器22、n倍频器23、正交调制器24、可变增益放大器25及结合器26。噪声消除信号生成部21输入通过调制信号生成部10生成的信号，根据该信号生成信号，将该信号输出给移相器22。噪声消除信号生成部21还可以构成为在输入基准振荡电路6的振荡信号时，根据该振荡信号生成信号。此时，噪声消除信号生成部21向移相器22输出相位相互相差90°的信号即i信号和q信号。下面，将噪声消除信号生成部21生成的信号的频率设为fnc。

移相器22对通过噪声消除信号生成部21生成的i信号和q信号分别进行移相，并输出给正交调制器24。通过控制器5对电路控制寄存器11设定移相器22的移相量。

n倍频器23从调制信号生成部10输入调制信号的原信号并进行n倍频，作为调制信号输出给正交调制器24。正交调制器24将移相器22输出的i信号和q信号进行正交调制，并合成在通过n倍频器23输出的调制信号中输出给可变增益放大器25。可变增益放大器25能够按照对电路控制寄存器11设定的参数使放大度变化，根据所设定的放大度将正交调制器24的输出信号放大并输出给结合器26。结合器26将可变增益放大器25的输出信号结合在从接收天线4接收到的信号中。

<技术意义的说明>

首先，对前述的结构中的噪声消除器9的技术意义，使用数式及图3～图6进行说明。雷达发送波从发送天线3在障碍物ob进行反射，接收天线4接收该反射波。此时，调制信号生成部10例如按照fmcw(frequencymodulated-continuouswave，调频连续波)调制方式(三角波、锯齿波等)等规定的调制方式，生成雷达发送波用的调制信号的原信号。下面，将基于三角波的fmcw调制方式称为“fmcw调制方式(三角波)”、将基于锯齿波的fmcw调制方式称为“fmcw调制方式(锯齿波)”进行说明。

fmcw调制方式是使调制信号或者其原信号的频率相对于时间而直线地增加/减少即递增/递减进行发送的调制方式。其中，fmcw调制方式(锯齿波)是使调制信号或者其原信号的频率相对于时间例如直线地单向变化(例如增加：递增)，并以固定周期而周期性地瞬时地逆向变化(例如降低)的调制方式。在使用这种规定的调制方式进行调制时，能够在某一定时、在雷达发送波的发送信号和从发送天线3a、3b…的周边物体反射的信号之间变更频率，容易将雷达发送波的频率和接收信号的频率分离，尽力正确地进行有关目标12的信息的处理。

如图1及图3所示，该雷达发送波在往复距离2d后到达接收天线4，该距离2d是将从发送天线3到障碍物ob的距离d和从障碍物ob到接收天线4的距离d相加得到的。因此，雷达发送波在障碍物ob进行反射，接收天线4接收到的噪声信号|fnoise|是根据下式决定的。

【数式1】

该式(1)表示在某一定时t输出频率f的发送信号时的反射噪声的信号。其中，a表示信号的振幅，f表示发送时的调制频率，d表示收发天线3、4与障碍物ob的距离，c表示光速，t表示时间。

如图3所示，在定时t，发送部7输出调制频率fmod的调制信号，将作为其结果的雷达发送波通过发送天线3进行输出，但在该定时t，从障碍物ob到来频率fmod-fnc的反射信号，接收部8接收该到来信号作为噪声信号。其中，fnc表示调制频率fmod与噪声信号频率fnoise的频率差，能够根据fnc＝slope×2d/c来表示。斜坡slope表示调制信号的调制频率fmod的时间性变化的斜率，是根据前述的频率的调制方式预先设定的值。

即，只要生成使与该反射噪声的频率一致的噪声消除信号即可，因而可以按照下面的式(2)决定频率fcancel的噪声消除信号。

【数式2】

其中，aa表示噪声消除信号的振幅，φ表示设定相位。在该式(2)中，距离d可以根据收发天线3、4的设置位置与最近的障碍物(例如保险杠)ob之间的距离进行设定。

在图2的结构中，噪声消除信号生成部21根据式(2)中的slope×2d/c，设定噪声消除信号的频率fnc并生成i信号及q信号。即，噪声消除信号生成部21生成如式(3)所示的i信号、q信号。

【数式3】

并且，移相器22使i信号及q信号分别按照设定移相φ进行移相，因而移相器22按照下面的式(4)所示进行输出。

【数式4】

正交调制器24将n倍频器13的输出调制信号和移相器22的输出信号进行混合并合成，因而正交调制器24按照下面的式(5-1)所示进行输出。该式可以根据乘积和的公式展开如式(5-2)所示。

【数式5】

由此，能够输出比调制信号的调制频率fmod降低fnc＝slope×2d/c的频率fcancel的噪声消除信号。该式(5-2)的频率成分与式(2)中的频率成分一致，因而如果可变增益放大器25将该振幅设为aa来调整放大度，并通过移相器22调整设定相位φ，则能够将噪声消除器9的噪声消除信号设为相位与噪声信号相差180°的反相。通过采用这种原理，能够进行噪声消除处理。

<基于调制方式的噪声消除处理>

根据调制方式的具体情况，噪声消除处理也不同，因而下面对此进行说明。图4及图5表示使用“fmcw调制方式(三角波)”进行调制时的频率的时间性变化和噪声消除信号的频率频谱。特别是，图4表示使频率上升(upward：递增)时的噪声信号频率fnoise和噪声消除信号的频率fcancel的频率频谱。另外，图5表示使频率下降(downward：递减)时的噪声信号频率fnoise和噪声消除信号的频率fcancel的频率频谱。

如图4所示，即使是使用fmcw调制方式(三角波)时，在使频率递增的过程中，所接收的噪声信号频率fcancel达到fmod-fnc的频率，因而噪声消除信号生成部21生成用于使噪声消除信号的频率fcancel与频率fmod-fnc对应的频率fnc＝slope×2d/c的信号即可。然后，正交调制器24将n倍频器13的输出信号和噪声消除信号生成部21的输出信号进行混合并合成，由此能够将噪声消除信号的频率fcancel设为频率fmod-fnc。

相反，如图5所示，即使是使用fmcw调制方式(三角波)时，在使频率递减的过程中，所到来的噪声信号频率fnoise达到fmod+fnc的频率，因而噪声消除信号生成部21生成的噪声消除信号的频率fcancel也可以按照该频率fmod+fnc来生成。

此时，噪声消除信号生成部21可以构成为与递增时替换输出作为其输出的i信号和q信号。即，将q信号作为基于式(4-1)的输出，将i信号作为基于式(4-2)的输出。正交调制器24将作为n倍频器23的输出的调制信号和移相器22的输出信号进行混合，因而正交调制器24输出与下面的式(6-1)所示的数式对应的信号。该式(6-1)可以根据乘积和的公式展开如式(6-2)所示。

【数式6】

由此，噪声消除信号生成部21能够输出比调制信号的调制频率fmod提高fnc＝slope×2d/c的频率fcancel的噪声消除信号。可变增益放大器25调整振幅aa，并通过结合器26将信号进行结合。因此，噪声消除信号生成部21通过将输入正交调制器24的i信号和q信号，在使fmcw调制方式(三角波)的调制信号的调制频率fmod递增的期间和递减的期间进行切换，能够设定为期望的频率。由此，能够进行噪声消除处理。

图6表示在使用fmcw调制方式(锯齿波)进行调制时的调制频率的时间性变化和噪声消除信号的频率频谱。在使用fmcw调制方式(锯齿波)时，使频率逐渐上升，并且使瞬间下降。因此，除去使频率瞬间下降的定时，所接收的噪声信号频率fnoise达到fmod-fnc。因此，在使用fmcw调制方式(锯齿波)进行调制时，噪声消除信号生成部21可以按照使噪声消除信号的频率fcancel与该频率fmod-fnc一致的fnc＝slope×2d/c的频率来生成。在使用了该锯齿波调制方式的调制信号的情况下，调制信号频率fmod只存在于随着时间经过而增加(即递增)的期间，因而可以不切换i信号和q信号。另外，在图6中示出了调制信号频率fmod随着时间经过而递增的方式，但也可以减小即递减。

其结果是，在发送部7发送调制信号的定时，噪声消除器9的噪声消除信号生成部21生成与从障碍物ob反射而接收的反射信号的频率fmod-fnc、fmod+fnc对应的频率fnc的信号即可。然后，移相器22对所生成的信号进行移相，正交调制器24对该移相器22的输出信号和n倍频器23的输出信号进行正交调制并合成，由此将频率fmod-fnc、fmod+fnc的噪声消除信号输出给可变增益放大器25，可变增益放大器25进行可变放大使递增或者递减。因此，结合器26将该噪声消除信号结合在通过接收天线4所接收的接收信号中，由此能够消除噪声。

<参数的设定方法>

使用前述的原理、调制方式进行噪声消除处理，下面关于设定噪声消除信号的频率fcancel、设定相位φ、信号振幅aa等参数的方法，参照图7的流程图进行说明。

控制器5对电路控制寄存器11设定各种的参数。然后，收发机搭载ic2的发送部7、接收部8及噪声消除器9根据在电路控制寄存器11存储的参数，调整调制信号生成部10的输出调制信号的原信号的频率fmod/n、与移相器22的移相量对应的设定移相φ、与可变增益放大器25的放大度对应的信号振幅aa。并且，接收部8根据在电路控制寄存器11存储的参数，设定中间频率放大器18的放大度及dc偏置。

首先，控制器5设定噪声消除器9的噪声消除信号的频率fcancel的初始值。例如，在fmcw调制方式的情况下，将初始值设定为根据fmod-slope×2d/c决定的值。并且，控制器5调整各种的参数(例如设定相位φ、振幅aa)，然后输出噪声消除信号。此时，对噪声消除信号的频率fcancel，也可以相对于初始值(例如fmod-slope×2d/c)偏置预先设定的规定值而调整。

如图7所示，首先控制器5起动接收部8的动作，将该接收部8的动作设为有效。并且，首先控制器5调整中间频率放大器18的dc偏置电压，将中间频率放大器18的dc偏置设为最小。该处理的执行理由是为了将障碍物ob的反射噪声分量转换处理到dc附近的比较低的频带。即，通过在输入障碍物ob的反射噪声前调整中间频率放大器18的dc偏置电压，能够提高反射噪声分量的检测精度。

并且，控制器5在s3及s4中起动雷达用的调制信号生成部10及发送部7的功能使动作有效，在s5中开始发送调制信号。

控制器5在s6中对电路控制寄存器11设定参数。该参数是用于设定与前述的调制方式(例如三角波、锯齿波)对应的调制信号的调制频率fmod、频率fnc(噪声消除信号的频率fcancel(在fmcw调制方式(三角波)时是fmod±fnc(＝slope×2d/c)))、相位φ及振幅aa的参数。此时，控制器5在设定噪声消除信号的振幅aa的初始值时，可以假设从障碍物ob反射的信号的振幅，将预先估计的值设定为初始值。这是因为根据往复距离2d，振幅aa与平方成反比，因而可以估计该噪声信号的振幅aa。

然后，控制器5起动噪声消除器9的功能使动作有效。并且，控制器5在s6中变更频率fmod、fnc(即fcancel)、振幅aa、相位φ的参数，在s7中搜索噪声消除处理后的接收信号小于预先设定的阈值的参数，将信号小于阈值作为条件，在s8中保存该参数。

在噪声消除处理后的接收信号大于阈值的情况下，控制器5在s9中保存参数，然后在s10中判定是否具有未设定的参数、即是否还可以用其它参数(例如振幅aa、噪声消除信号的频率fcancel)进行调整，并反复进行s6、s7、s9的处理，一直到不存在未设定的参数为止。

这样搜索噪声消除处理后的接收信号达到最小的参数。在此，关于参数列举了变更频率fnc(即fcancel)、相位φ、振幅aa这三者的例子，但频率fcancel是根据调制信号的调制频率fmod和距离d而唯一决定的，因而也可以进行机械地计算噪声消除信号的频率fcancel的处理，还可以仅变更设定相位φ、振幅aa这两个参数。

例如，在仅变更这两个参数φ、aa的情况下，可以保存根据一个参数(例如相位φ)的变更而满足最小条件的参数，将该参数(例如相位φ)的值固定，保存根据另一个参数(例如振幅aa)的变更而满足最小条件的参数。在满足条件例如振幅aa＝规定振幅范围、相位φ＝0～2π的范围内反复进行这些处理。该相位φ及振幅aa的搜索方法能够使用逐次搜索法、二分搜索法等各种方法。

并且，控制器5在结束了所有参数的设定时(s10：否)，即使是不存在满足噪声消除处理后的信号小于阈值的条件的参数的情况下(s7：否)，也在s11中保存噪声消除处理后的信号达到最小的条件的参数。并且，控制器5在s12中保存阈值判定结果并结束。其结果是，能够导出与噪声消除器9内的噪声消除信号生成部21、移相器22、可变增益放大器25对应的最佳的参数，能够生成将在障碍物ob进行反射的反射信号抵消的最佳的噪声消除信号。由此，能够将反射信号的消除量调整为最大。

<实施例>

列举一例。例如，设n倍频器23的倍频数n为2，设调制信号生成部10的输出信号的频率fmod/n为40ghz频带、即设所发送的调制信号频率fmod为80ghz频带。并且，设调制信号的调制频率对时间的倾斜为slope＝100[mhz/μs]，设到障碍物ob的距离d为30[mm]。此时，求出截止到接收天线4进行接收的时间t＝2d/c与调制信号的调制频率对时间的倾斜slope之乘积，fcancel＝slope[mhz/μs]×2d/c＝100[mhz/μs]×30[mm]×2/(3×10^8)＝20[khz]，并生成实用范围的频率，由此能够生成噪声消除信号。

<总结>

如以上说明的那样，根据本实施方式，控制器5通过移相器22及可变增益放大器25根据由结合器26将噪声消除信号结合在接收信号中得到的信号，控制噪声消除信号的振幅量及移相量，以便消除从障碍物ob反射的反射信号。因此，能够生成最佳的噪声消除信号。

并且，噪声消除信号生成部21使与在发送部7发送调制信号的定时从障碍物ob反射并接收的反射信号的频率fmod-fnc、fmod+fnc对应的频率fnc的信号，成为相位相互相差90°的i信号及q信号并进行输出，移相器22对通过噪声消除信号生成部21生成的i信号及q信号进行移相，正交调制器24根据频率fmod的调制信号对通过移相器22被移相的i信号及q信号进行正交调制，可变增益放大器25将该被正交调制的信号放大，结合器26将该放大信号结合在接收信号中。由此，能够对从障碍物ob反射的反射信号进行噪声消除处理。

并且，在调制信号生成部10使调制信号的调制频率fmod递增时，噪声消除器9使用噪声消除信号生成部21及正交调制器24生成比调制信号的调制频率低的频率作为噪声消除信号的频率fmod-fnc。因此，通过调制信号的调制频率fmod递增，即使在该调制信号的发送定时接收反射信号的信号的频率降低时，也能够根据该接收的噪声信号的频率生成噪声消除信号。

并且，在调制信号生成部10使调制信号的调制频率fmod递减时，噪声消除器9使用噪声消除信号生成部21及正交调制器24生成比调制信号的调制频率fmod高的频率作为噪声消除信号的频率fmod+fnc。因此，通过调制信号的调制频率fmod递减，即使在该调制信号的发送定时接收反射信号的信号的频率提高时，也能够根据该接收的噪声信号的频率生成噪声消除信号。

并且，收发机搭载ic2采用使用硅类半导体且单片化的半导体集成电路装置即可构成，能够容易进行设计。

并且，接收天线4的后段与接收部8的设备(例如低噪声放大器16、混合器17、中间频率放大器18)连接，但这些设备16～18在输入较大的功率时，有时输出产生较大的畸变，有可能不能对期望的信号进行正常处理。

根据本实施方式，结合器26与接收部8的接收信号的输入端接合，由此消除噪声消除信号，因而能够削减障碍物ob的反射信号的功率量，抑制被输入接收部8的总信号功率，扩大接收部8的动态范围。由此，能够提高雷达的检测距离及检测能力。反过来讲，如果能够确保动态范围，则结合器26也可以构成为不与接收部8的接收信号的输入端接合，而是接合于例如低噪声放大器16的后段。

根据本实施方式，不需使用后述的第2实施方式等所示的检波器27即可构成，因而能够减小电路规模。

(第2实施方式)

图8表示第2实施方式的追加说明图。图8是替代第1实施方式的图2示出的结构，图8的电气结构与图2的电气结构的不同之处在于，具有检波器27作为检测中间频率fif的混合器17的处理后的信号的检波部。

混合器17对通过噪声消除器9进行噪声消除处理后的信号混合调制信号，使信号频率降低至中间频率fif的频带，但该检波器27通过低通滤波器或者带通滤波器对混合器17的输出信号进行滤波处理并输出信号。因此，检波器27从由混合器17进行频率转换后的信号中，使频带有选择地在滤波器中通过来进行检波，并检测接收信号电平。因此，控制器5通过检波器27直接取得中间频带中的噪声消除后的信号的振幅的信息，例如能够作为模拟信号直接进行处理。

混合器17的后段与a/d转换器19连接，但根据本实施方式，可以与a/d转换器19的转换精度无关地判定噪声消除器9的消除效果。在本实施方式中示出了在混合器17的后段设置检波器27的方式，但也可以在中间频率放大器18的输出端设置检波器27，监视该检波器27的输出进行判定。

根据本实施方式，控制器5根据检波器27的检波信号控制移相器22及可变增益放大器25的噪声消除信号的振幅量及移相量，因而能够与a/d转换器19的转换精度无关地判定噪声消除器9的消除效果。

(第3实施方式)

图9表示第3实施方式的追加说明图。图9的雷达系统301的收发机搭载ic302具有噪声消除器309。该图9是替代第1实施方式的图2及第1实施方式的图8而示出的结构，该图9的结构与图8的结构的不同之处在于，将噪声消除器309的移相器322设于与图8的结构的不同的位置。

即，移相器322使频率fmod/n的调制信号的原信号按照移相φ2进行移相并输出给n倍频器23，n倍频器23将对该移相器322的输出进行n倍频后的倍频信号，作为频率fmod的调制信号输出给正交调制器24。另一方面，噪声消除信号生成部21不需通过移相器22，直接向正交调制器24输出i信号及q信号。即，噪声消除器9和309在对i信号及q信号设定相位φ、或对调制信号的原信号设定相位φ2方面不同。

在这种电路结构的情况下，在从数式上进行说明时，虽然前述的式(4-1)、式(4-2)的φ消失，但是能够对调制信号的原信号的频率fmod/n的信号设定相位φ2。因此，在数式上对于式(5-1)、式(6-1)的“cos2π·fmod·t”“sin2π·fmod·t”的项设为fmod→fmod/n，还能够使该项按照移相φ2进行移相。另外，如果进行数式展开，则能够展开成与式(5-2)或式(6-2)相似的式子。该数式展开的详细说明被省略。因此，在这种情况下，噪声消除器309通过移相器322调整相位，基于与在前述实施方式中说明的理由相同的理由，能够消除噪声。

(第4实施方式)

图10表示第4实施方式的追加说明图。图10的雷达系统401的收发机搭载ic402具有噪声消除器409。该图10的结构是替代第1实施方式的图2及第2实施方式的图8及第3实施方式的图9而示出的结构，图10的噪声消除器409的结构与图9的噪声消除器309的结构的不同之处在于，更换移相器422和n倍频器23而构成。即，该噪声消除器409在n倍频器23将调制信号的原信号进行n倍频后，将移相器422使通过n倍频器23输出的倍频信号按照移相φ3进行移相得到的移相信号输出给正交调制器24。

在这种电路结构的情况下，在从数式上进行说明时，虽然前述的式(4-1)、式(4-2)的φ消失，但是能够对调制信号的调制频率fmod的信号设定相位φ3。因此，在数式上对于式(5-1)、式(6-1)的“cos2π·fmod·t”“sin2π·fmod·t”的项使按照移相φ3进行移相。另外，如果进行数式展开，则能够展开成与式(5-2)或式(6-2)相似的式子。该数式展开的详细说明被省略。因此，在这种情况下，噪声消除器409通过移相器422调整相位，基于与前述实施方式相同的理由，能够消除噪声。

(第5实施方式)

图11表示第5实施方式的追加说明图。图11的雷达系统501的收发机搭载ic502具有噪声消除器509。该图11是替代第1实施方式的图2、第2实施方式的图8、第3实施方式的图9及第4实施方式的图10而示出的结构，图11的噪声消除器509的结构与图2的噪声消除器9的结构的不同之处在于，不需设置噪声消除信号生成部21及正交调制器24即可构成。

如该图11所示，噪声消除器509是将n倍频器23、移相器422、可变增益放大器25及结合器26串联连接构成的。n倍频器23对作为调制信号生成部10的输出的调制信号的原信号进行n倍频。移相器422使该n倍频后的调制信号按照设定相位φ3进行移相并输出给可变增益放大器25。可变增益放大器25根据对电路控制寄存器11设定的参数调整放大度，将振幅aa的输出输出给结合器26。结合器26将可变增益放大器25的输出信号结合在接收天线4的接收信号中。即，在本实施方式中，使调制信号的调制频率fmod和噪声消除信号的调制频率fcancel相同。

在本实施方式中，噪声消除信号的调制频率fcancel与在前述的式(2)中设fnc＝slope×2d/c＝0的情况相同。在这种情况下，控制器5根据参数调整振幅aa、相位φ。其结果是，能够调整可变增益放大器25的放大度及移相器422的相位。

位于近距离的障碍物ob反射的信号的频率达到相对于数十ghz的毫米波段调制信号的调制频率fmod的频带为例如千分之一以上的较小频率。因此，即使使调制信号的调制频率fmod和噪声消除信号的频率fcancel相同，也能够有望消除反射噪声。

(其它实施方式)

本发明不限于前述的实施方式，能够进行各种变形来实施，在不脱离其主旨的范围内能够适用于各种实施方式。例如，能够进行以下所示的变形或者扩展。

虽然适用于了毫米波段的雷达系统1，但不限于毫米波段的雷达。在前述实施方式中，作为“规定方式的调制信号”是举出了基于fmcw调制方式(三角波、锯齿波)的调制信号，但不限于这些方式。

优选的是，在具有各多个的发送天线3及接收天线4时，构成与发送天线3相同数量的发送部7，并且构成与接收天线4相同数量的接收部8，还具有与接收部8相同数量的噪声消除器9。通过这样构成，能够单独进行使用多个的发送天线3及接收天线4分别发送及接收的信号的噪声消除处理。

虽然示出了目标12被设置成直线地远离障碍物ob的方式，但也可以将方向设置成彼此不同的方向，即使是目标12被设置成接近障碍物ob的情况下，通过根据到障碍物ob的距离d生成噪声消除信号，能够得到与前述相同的效果。

还可以将前述的多个实施方式的结构、功能进行组合。只要能够解决课题，则将前述实施方式的一部分省略而得到的方式也能够视作实施方式。并且，在利用权力要求书所记载的语言确定的不脱离主旨的限度内可以想到的方式，都能够视作实施方式。

在附图中，1、201、301、401、501表示毫米波雷达系统(雷达系统)，2、202、302、402、502表示收发机搭载ic(半导体集成电路装置、雷达用收发机)，3表示发送天线，4表示接收天线，5表示控制器(控制部)，7表示发送部，8、208表示接收部，9、409、509表示噪声消除器，11表示电路控制寄存器(存储部)，12表示目标，17表示表示混合器(频率转换部)，21表示噪声消除信号生成部，22、322、422表示移相器，25表示可变增益放大器，26表示结合器，27表示检波器(检波部)，ob表示障碍物(车辆用部件)。

本发明是根据前述的实施方式进行记述的，但应理解为本发明不限于该实施方式或构造。本发明还包括各种变形例和均等范围内的变形。另外，各种的组合或方式、甚至在这些组合或方式中仅包括一个要素、包括其以上或者其以下的要素构成的其它的组合或方式，都应纳入在本发明的范畴或思想范围中。