本发明电流互感器技术领域，具体涉及一种基于罗氏线圈的电子式电流互感器及其特性分析方法。
背景技术：
随着“西电东送、南北互联、全国联网”电网格局的形成，我国电力系统正向着大容量、高电压方向快速发展，电流互感器作为电力系统电量测量设备，承担着监测一次设备运行状态、为二次设备提供真实可靠的电气量等任务，是继电保护系统中的重要组件。随着电网电压等级的不断提高以及电力系统容量的日益扩大，传统电磁式电流互感器在实际运行中暴露出诸如绝缘难度大、线性工作范围不够宽等弊端，无法满足电力系统向智能化、数字化和自动化发展的要求。而电子式电流互感器具有动态范围大，测量精度高，频带响应宽等诸多优点，可以弥补传统电磁式电流互感器的不足。
电子式电流互感器在实用化过程中还面临着许多理论和关键的技术问题，如互感器的结构设计、输出信号特性研究、数据处理与接口以及互感器状态监测等。与此同时，电子式电流互感器的测量准确度及其长期稳定性、可靠性仍需要进一步深入研究，加以改进后才能真正实现大规模的商业化应用。因此，在理论研究的基础上，对电子式电流互感器传感系统进行数字建模，从而为电子式电流互感器的整体设计、研制及对其稳态特性和暂态特性进行研究提供分析的平台和实验数据，这为全面分析掌握电子式电流互感器的传变特性、进一步开展电子式电流互感器的实用化相关问题的研究奠定了基础。
技术实现要素：
针对上述现有技术中描述的不足，本发明提供一种基于罗氏线圈的电子式电流互感器及其特性分析方法，为电子式电流互感器的整体设计、研制及对其稳态特性和暂态特性进行研究提供分析的平台和实验数据，获得的实验数据用于对电子式电流互感器整体防震性能关键技术的攻关与研发，解决其相对于传统互感器可靠性不高以及与传统电磁式电流互感器在继电保护中混合使用时，采集数据无法同步、传变特性有所差异从而造成继电保护误动等兼容性问题。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下：
一种基于罗氏线圈的电子式电流互感器，包括罗氏线圈等效电路、放大电路和积分电路；积分电路通过放大电路与罗氏线圈等效电路连接；所述罗氏线圈等效电路，包括感应电动势e(t)、等效电阻r0、线圈电感l、线圈等效杂散电容c和取样电阻rl；等效电阻r0、线圈电感l和线圈等效杂散电容c串联连接在感应电动势e(t)上，取样电阻rl并联在线圈等效杂散电容c上得到取样电压u1(t)；所述放大电路，包括第一运算放大器、电阻r1、电阻r2和电阻r3；第一运算放大器的同向输入端经电阻r1与罗氏线圈等效电路的一个输出端；第一运算放大器的反向输入端经电阻r2与罗氏线圈等效电路的另一个输出端连接，第一运算放大器的反向输入端经电阻r3与第一运算放大器的输出端连接，第一运算放大器的输出端与积分电路的电阻r4连接；与积分电路的第二运算放大器的反向输入端连接；所述积分电路，包括第二运算放大器、电阻r4、电阻r5、电阻r8和直流负反馈单元，第二运算放大器的反向输入端通过电阻r4与第一运算放大器的输出端连接，第二运算放大器的正向输入端经电阻r5与罗氏线圈等效电路的另一个输出端连接，第二运算放大器的输出端经电阻r8与罗氏线圈等效电路的另一个输出端连接，且第二运算放大器的反向输入端和输出端之间设置有直流负反馈单元，所述直流负反馈单元，包括电容c1、电容c2、电阻r6和电阻r7；两个串联连接的电阻r6与电容c1并联连接后连接在第二运算放大器的反向输入端和输出端之间，电阻r7的一端连接在两个电阻r6之间，电阻r7的另一端与电容c2串联连接后接地。
一种分析基于罗氏线圈的电子式电流互感器特性的方法，步骤如下：s1，构建罗氏线圈等效电路；
所述罗氏线圈等效电路，包括感应电动势e(t)、等效电阻r0、线圈电感l、线圈等效杂散电容c和取样电阻rl；等效电阻r0、线圈电感l和线圈等效杂散电容c串联连接在感应电动势e(t)上，取样电阻rl并联在线圈等效杂散电容c上得到取样电压u1(t)。
s2，获得罗氏线圈等效电路的传递函数；
s2.1，根据步骤s1，得到罗氏线圈等效电路的电压电流方程：
s2.2，将步骤s2.1中的三个式子联立，可得：
s2.3，将步骤s2.2中的公式进行拉普拉斯变换，得到罗氏线圈等效电路的传递函数为：
式中：ω0——固有振荡频率，
ω′——实际振荡频率，
δ——阻尼系数，
s3，获得罗氏线圈等效电路的采样电压u1(t)；
所述罗氏线圈有自积分和微分两种工作状态，当测量变化速度快、持续时间较短的大电流和高频电流时，罗氏线圈处于自积分的工作状态；当对低频和工频电流进行测量时，罗氏线圈处于微分工作状态，
s3.1，获得自积分工作状态下的采样电压u1(t)；
s3.1.1，当
为：
s3.1.2，将式(2.7)与式(2.11)联立，可得：
s3.1.3，将式(2.12)积分处理得到：
s3.1.4，根据欧姆定律，则得到取样电阻rl两端电压：
s3.2，获得微分工作状态下的采样电压u1(t)；
s3.2.1，当
e(t)≈(r0+rl)·i1(t)(2.15)；
s3.2.2，将式(2.7)与式(2.15)联立，可得：
s3.2.3，将式(2.16)积分处理得到：
s3.2.4，根据欧姆定律，得到取样电阻rl两端电压为：
此时取样电阻rl两端电压u1(t)与被测电流i(t)存在微分关系，此时，必须在罗氏线圈后接积分电路，才能使输出端电压u1(t)还原为被测电流i(t)信号。
s4，构建微分状态下罗氏线圈的电流互感器模型；
微分状态下罗氏线圈的电流互感器，包括罗氏线圈等效电路、积分电路和放大电路；积分电路通过放大电路与罗氏线圈等效电路连接；所述放大电路，包括第一运算放大器、电阻r1、电阻r2和电阻r3；第一运算放大器的同向输入端经电阻r1与罗氏线圈等效电路的一个输出端；第一运算放大器的反向输入端经电阻r2与罗氏线圈等效电路的另一个输出端连接，第一运算放大器的反向输入端经电阻r3与第一运算放大器的输出端连接，第一运算放大器的输出端与积分电路的电阻r4连接；与积分电路的第二运算放大器的反向输入端连接；所述积分电路，包括第二运算放大器、电阻r4、电阻r5、电阻r8和直流负反馈单元，第二运算放大器的反向输入端通过电阻r4与第一运算放大器的输出端连接，第二运算放大器的正向输入端经电阻r5与罗氏线圈等效电路的另一个输出端连接，第二运算放大器的输出端经电阻r8与罗氏线圈等效电路的另一个输出端连接，且第二运算放大器的反向输入端和输出端之间设置有直流负反馈单元，所述直流负反馈单元，包括电容c1、电容c2、电阻r6和电阻r7；两个串联连接的电阻r6与电容c1并联连接后连接在第二运算放大器的反向输入端和输出端之间，电阻r7的一端连接在两个电阻r6之间，电阻r7的另一端与电容c2串联连接后接地。
s5，根据步骤s4，建立罗氏线圈电流互感器模型的传递函数；
s6，根据建立的罗氏线圈电流互感器传递函数模型，利用matlab软件分析罗氏线圈电流互感器模型的幅频响应特性。
s7，根据建立的罗氏线圈电流互感器模型的传递函数，用pscad软件建立一条双电源系统的输电线路模型，对罗氏线圈电流互感器传递函数模型的暂态传变特性分析，为消除拖尾提供支持。
s8，分析罗氏线圈电流互感器模型的温度特性，为电子式电流互感器的检定和现场应用提供支持。
s9，分析罗氏线圈电流互感器模型的电磁干扰特性，为电子式电流互感器的抗干扰提供支持。
本发明建立的罗氏线圈电子式电流互感器模型中罗氏线圈等效电路用来等效线圈的参数，通过采样电阻输出电压信号；放大电路将线圈输出的小电压信号进行放大，以供后面的积分元件使用；最后的积分电路是最重要的一个部分，首先良好的积分环节一方面可以放大需还原的信号，能保证测量的精确度，降低误差，另一方面可以优化信号，过滤掉无用的干扰。并根据建立的对罗氏线圈电子式电流互感器模型进行仿真模拟分析其特性，为电子式电流互感器在实用过程中提供技术支持。本发明通过优化电流结构，不仅提高了电路的数据测量精度，同时由于过滤掉了信号的干扰，大大提高了装置采集及处理数据的可靠性，使得装置在受到强磁场及其他振动影响的情况下，可以保证正常工作。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明罗氏线圈电子式电流互感器的电路图。
图2是本发明罗氏线圈等效电路图。
图3是本发明ect模型幅频响应特性。
图4是本发明输电线路模型示意图。
图5是本发明输电线路出口故障及其切除对比图。
图6是本发明输电线路出口故障谐波含量图。
图7是本发明输电线路末端故障及其切除对比图。
图8是本发明输电线路末端故障谐波含量图。
图9是本发明温度对电子式互感器精度影响测试接线。
图10是本发明罗氏线圈比差散点图。
图11是本发明罗氏线圈相位误差散点图图像上的字看不清请更换清晰图。
图12是本发明电磁干扰三要素的关系。
图13是本发明电子式互感器辐射干扰试验合并单元故障波形。
图14是本发明电子式电压互感器雷击试验合并单元故障波形。
图15是本发明电子式电流互感器隔离开关分合容性小电流试验电路图。
图16是本发明隔离开关开合时电路中的电压仿真波形。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例1：如图1所示，一种基于罗氏线圈的电子式电流互感器，包括罗氏线圈等效电路、放大电路和积分电路；积分电路通过放大电路与罗氏线圈等效电路连接；所述罗氏线圈等效电路，包括感应电动势e(t)、等效电阻r0、线圈电感l、线圈等效杂散电容c和取样电阻rl；等效电阻r0、线圈电感l和线圈等效杂散电容c串联连接在感应电动势e(t)上，取样电阻rl并联在线圈等效杂散电容c上得到取样电压u1(t)；所述放大电路，包括第一运算放大器、电阻r1、电阻r2和电阻r3；第一运算放大器的同向输入端经电阻r1与罗氏线圈等效电路的一个输出端；第一运算放大器的反向输入端经电阻r2与罗氏线圈等效电路的另一个输出端连接，第一运算放大器的反向输入端经电阻r3与第一运算放大器的输出端连接，第一运算放大器的输出端与积分电路的电阻r4连接；与积分电路的第二运算放大器的反向输入端连接；所述积分电路，包括第二运算放大器、电阻r4、电阻r5、电阻r8和直流负反馈单元，第二运算放大器的反向输入端通过电阻r4与第一运算放大器的输出端连接，第二运算放大器的正向输入端经电阻r5与罗氏线圈等效电路的另一个输出端连接，第二运算放大器的输出端经电阻r8与罗氏线圈等效电路的另一个输出端连接，且第二运算放大器的反向输入端和输出端之间设置有直流负反馈单元，所述直流负反馈单元，包括电容c1、电容c2、电阻r6和电阻r7；两个串联连接的电阻r6与电容c1并联连接后连接在第二运算放大器的反向输入端和输出端之间，电阻r7的一端连接在两个电阻r6之间，电阻r7的另一端与电容c2串联连接后接地。
罗氏线圈等效电路用来等效线圈的参数，通过采样电阻输出电压信号；放大电路将线圈输出的小电压信号进行放大，以供后面的积分元件使用；最后的积分电路是最重要的一个部分，首先良好的积分环节一方面可以放大需还原的信号，能保证测量的精确度，降低误差，另一方面可以优化信号，过滤掉无用的干扰。
实施例2：一种分析基于罗氏线圈的电子式电流互感器特性的方法，步骤如下：s1，构建罗氏线圈等效电路；
所述罗氏线圈等效电路，如图2所示，包括感应电动势e(t)、等效电阻r0、线圈电感l、线圈等效杂散电容c和取样电阻rl；等效电阻r0、线圈电感l和线圈等效杂散电容c串联连接在感应电动势e(t)上，取样电阻rl并联在线圈等效杂散电容c上得到取样电压u1(t)。
s2，获得罗氏线圈等效电路的传递函数；
s2.1，根据步骤s1，得到罗氏线圈等效电路的电压电流方程：
s2.2，将步骤s2.1中的三个式子联立，可得：
s2.3，将步骤s2.2中的公式进行拉普拉斯变换，得到罗氏线圈等效电路的传递函数为：
s3，获得罗氏线圈等效电路的采样电压u1(t)；
所述罗氏线圈有自积分和微分两种工作状态，当测量变化速度快、持续时间较短的大电流和高频电流时，罗氏线圈处于自积分的工作状态；当对低频和工频电流进行测量时，罗氏线圈处于微分工作状态。
s3.1，获得自积分工作状态下的采样电压u1(t)；
s3.1.1，当
s3.1.2，将式(2.7)与式(2.11)联立，可得：
s3.1.3，将式(2.12)积分处理得到：
s3.1.4，根据欧姆定律，则得到取样电阻rl两端电压：
s3.2，获得微分工作状态下的采样电压u1(t)；
s3.2.1，当
e(t)≈(r0+rl)·i1(t)(2.15)；
s3.2.2，将式(2.7)与式(2.15)联立，可得：
s3.2.3，将式(2.16)积分处理得到：
s3.2.4，根据欧姆定律，得到取样电阻rl两端电压为：
此时取样电阻rl两端电压u1(t)与被测电流i(t)存在微分关系，此时，必须在罗氏线圈后接积分电路，才能使输出端电压u1(t)还原为被测电流i(t)信号。
s4，构建微分状态下罗氏线圈的电流互感器模型，如图1所示；
微分状态下罗氏线圈的电流互感器，包括罗氏线圈等效电路、积分电路和放大电路；积分电路通过放大电路与罗氏线圈等效电路连接；所述放大电路，包括第一运算放大器、电阻r1、电阻r2和电阻r3；第一运算放大器的同向输入端经电阻r1与罗氏线圈等效电路的一个输出端；第一运算放大器的反向输入端经电阻r2与罗氏线圈等效电路的另一个输出端连接，第一运算放大器的反向输入端经电阻r3与第一运算放大器的输出端连接，第一运算放大器的输出端与积分电路的电阻r4连接；与积分电路的第二运算放大器的反向输入端连接；所述积分电路，包括第二运算放大器、电阻r4、电阻r5、电阻r8和直流负反馈单元，第二运算放大器的反向输入端通过电阻r4与第一运算放大器的输出端连接，第二运算放大器的正向输入端经电阻r5与罗氏线圈等效电路的另一个输出端连接，第二运算放大器的输出端经电阻r8与罗氏线圈等效电路的另一个输出端连接，且第二运算放大器的反向输入端和输出端之间设置有直流负反馈单元，所述直流负反馈单元，包括电容c1、电容c2、电阻r6和电阻r7；两个串联连接的电阻r6与电容c1并联连接后连接在第二运算放大器的反向输入端和输出端之间，电阻r7的一端连接在两个电阻r6之间，电阻r7的另一端与电容c2串联连接后接地。
s5，根据步骤s4，建立罗氏线圈电流互感器模型的传递函数；
s6，根据建立的罗氏线圈电流互感器传递函数模型，利用matlab软件分析罗氏线圈电流互感器模型的幅频响应特性，如图3所示。
从图3中可以看出，一个典型的罗氏线圈与精密积分器组成的联合系统的工作频率范围约为300～107rad/s，理论上在工频段具备理想电流互感器的频率特性，且此频带宽度满足《iec61850：变电站通信网络和系统》标准的测量要求。所谓理想电流互感器，即流经互感器的一次电流信号输出的幅值和相位不受频率影响，能真实的还原工频段被测电流的各种频率分量。但由于该仿真系统的工作频率下限距工频段相差不大，在工频段相位会有大约7°左右的误差，在实际工况下是否能对工频段电流达到良好的跟随效果，仍需进一步实验分析。
s7，根据建立的罗氏线圈电流互感器模型的传递函数，用pscad软件建立一条双电源系统的输电线路模型，对罗氏线圈电流互感器传递函数模型的暂态传变特性分析，为消除拖尾提供支持。
所述双电源输电线路模型如图4所示，是一条长度为200km、电压等级为330kv的输电线路模型。该仿真模型为双电源系统，其中：左端电源初始相角为0°，右端电源初始相角为30°；k1、k2分别表示在线路出口和末端分别设置的故障点，brk1、brk2为断路器。断路器和故障点开关均由相关控制模块控制，分别验证在线路出口和末端发生a相接地短路故障时的结果。故障开始时间设定为0.3s，故障持续时间为0.2s。分别仿真断路器在故障期间动作(即切除故障)与断路器不动作时的两种情况，进行比对。
1)线路出口故障
图5图所示为上述输电线路模型在出口处发生故障与故障切除对比图。从图中我们观察到，在故障发生前，一次电流和经ect模型得到的二次电流波形重合，基波有效值重合，相位偏差约为0.13rad，折算成角度约为7.45°，在误差允许范围内。
在线路出口故障过程中，在故障开始的0.05s内，一次电流和经ect模型得到的二次电流波形吻合度一般，电流误差约为1.05a，误差可达一次电流大小的40.7％。同时相位偏差最大可达0.38rad，折算成角度约为21.77°，不考虑ect模型本身的相位差，仍有0.25rad的相位偏差，误差可达11.3％。
如图5中(a)所示，在故障结束后的0.05s内，和线路故障开始阶段类似，一次电流和经ect模型得到的二次电流波形吻合度一般，电流误差约为0.90a，误差可达一次电流的1.98倍。同时相位偏差最大可达0.40rad，折算成角度约为22.92°，不考虑ect模型本身的相位差，仍有0.27rad的相位偏差，误差可达28.2％。ect模型存在轻微的拖尾效应，持续时间约为0.03s，电流大小约为0.15a。
如图中(b)所示，在切除故障后，ect模型存在轻微的拖尾效应，持续时间约为0.04s，电流大小约为0.20a。
输电线路出口故如图6，经ect模型得到的二次电流中的主要的各次谐波含量。从图可以看出，二次谐波含量最大，在线路出口故障发生后的0.01s左右可达到峰值，约为29.8％，此时对应的三次谐波含量与五次谐波含量分别为16.6％和10.3％。而后谐波分量逐渐消失，至线路出口故障发生后的0.05s左右几乎为零。
2)线路末端故障
图所示为输电线路模型在末端处发生故障与故障切除对比图。
从图中我们观察到，在故障发生前，一次电流和经ect模型得到的二次电流波形重合，基波有效值重合，相位偏差约为0.13rad，折算成角度约为7.45°，在误差允许范围内。
在线路出口故障过程中，在故障开始的0.04s内，一次电流和经ect模型得到的二次电流波形略有偏差，电流误差约为23.04a，误差约为一次电流大小的18.1％。同时相位偏差最大处达0.21rad，折算成角度约为12.03°，不考虑ect模型本身的相位差，仍有0.08rad的相位偏差，误差约为9.0％。
如图中(a)所示，在故障结束时，一次电流和经ect模型得到的二次电流波形、基波有效值吻合度很好。同时相位偏差最大不过0.19rad，折算成角度约为10.89°，不考虑ect模型本身的相位差，仍有0.06rad的相位偏差，误差仅为4.8％。此外，我们从图中明显以看到，ect模型存在轻微的拖尾效应，持续时间约为0.03s，电流大小约为0.15a。
如图中(b)所示，在切除故障后，ect模型存在轻微的拖尾效应，持续时间约为0.05s，电流大小约为23.85a。
图为输电线路末端故障时，经ect模型得到的二次电流中的主要的各次谐波含量。从图可以看出，二次谐波含量最大，在线路出口故障发生后的0.003s左右可达到峰值，约为86.8％，此时对应的三次谐波含量与五次谐波含量分别为84.4％和79.3％。三次谐波分量和五次谐波分量在达到峰值后骤降，而二次谐波分量约在故障后0.012s后骤降，至线路出口故障发生后的0.05s左右几乎均为零。
本发明所建立的基于罗氏线圈的电子式电流互感器具有一阶高通特性，二次时间常数等于2π乘以截止频率，因此必然存在拖尾效应。下面我们就此ect模型来具体进行分析：
所采用的基于罗氏线圈的电子式电流互感器输出值与一次侧电流的微分成正比，需经过积分环节恢复为与一次侧电流成正比的信号以供二次设备使用。由于理想积分器可将直流分量无限放大，实用积分器需要设计直流负反馈回路来抑制直流分量。积分器直流负反馈回路对直流分量衰减的时间常数，即为整个互感器的二次时间常数，决定了互感器的下限截止频率和暂态误差，也导致拖尾效应并决定拖尾效应的严重程度。积分器的直流负反馈回路在图1中由c1、c2、r6和r7组成，互感器二次时间常数与c1和r6有关，通过改变这两个参数的大小即可调节互感器二次时间常数。积分器的二次时间常数越小，抑制直流分量的能力越强。
因此，增大互感器二次时间常数可减少拖尾电流初值，增大拖尾电流衰减时间常数，均有利于减小对继电保护的影响。
从理论上来说可以通过调节参数完全消除拖尾效应，但考虑到实用性和经济性等问题，通常通过对罗氏线圈电流互感器二次时间常数进行合理选择可以控制暂态误差和拖尾效应的严重程度，满足性能需求即可。
s8，分析罗氏线圈电流互感器模型的温度特性，为电子式电流互感器的检定和现场应用提供支持。
参考iec标准中，对电子式互感器的工作环境温度范围规定为-40℃到+40℃，而在实际运行条件下，户外型互感器的内部温度可以到达+70℃或更高，如此高的温度是对互感器误差性能的严峻考验。目前，对有源电子式电流互感器的温度特性研究主要针对线圈横切面积的改变和采样电阻的阻值变化，而忽略了高压侧信号处理电路的温度特性。实际上，信号调理模块中的放大器及lpct的取样电阻的温度特性均会对整个互感器的温度特性造成影响。
测试方案
温度对电子式互感器精度影响测试试验方案如图9所示，通过带升流器的标准电流互感器为被测电子式电流互感器提供一次测试电流，同时向校验仪输出用于比对的二次电流。被测电流互感器将感应量传输到采集器后，经过采集器传输到合并单元，再由合并单元变换成光量传输到校验仪光纤输入接口，合并单元作为电流互感器的二次电气单元，两个测试数据在校验仪中进行比对分析，输出该种互感器的比差相差。
试验时将互感器和采集器组合后放置在温控箱作业室内。通过调节温控箱来设定作业室温度，温度测量范围为-20℃～70℃，温度的变化速率为20℃/h，热时间常数τ为3h。
实验要求：要求互感器在进行试验时，精度满足其精度等级的要求，不出现其他故障。
试验数据分析
此次试验是测试电学电子式互感器在各种不同的温度环境下的互感器的精度。参与测试的互感器有罗氏线圈，在每个测试温度下随机拾取60次校验数据，选取最大值与最小值，对随机的60次校验数据进行平均值求取，记录后进行数据分析。试验的测试工具是nt702电子式互感器校验仪及其上位机测试软件，测试所得数据整理如下：
将互感器传感头放入温控箱与将互感器整体放入温控箱，常温为25℃。(一次二次变比600：5a，比率60％)；
根据试验方案，罗氏线圈传感头在不同温度下的测试数据统计，根据罗氏线圈与采集器不同温度下的比差绘出图10，相位误差绘出图11。
由图10、图11看出，罗氏线圈满足10p级保护用电子式电流互感器的误差限制，只有传感头时比差值在1％～2％之间，且随着温度的升高比差值逐渐增大，加入采集器以后我们发现比差值、相位误差整体下降，但是在0℃时比差下限值、比差60次误差平均值、相位误差上限值、相位误差60次平均值都大于其他温度点的数据，可以确定在0℃时采集器的比差、相位误差补偿效果不理想，同时还引入其他误差。
温控箱中只有传感头时，我们发现随着温度的变化无论相位误差还是比差都是比较平稳的，可以确定的是，该种罗氏线圈的骨架受温度变化发生形变比较微小。
由试验数据可知，在使用温度系数较小的骨架和采样电阻时，温度的变化对有源电子式电流互感器传感头本体造成的误差影响微小，其比差值、相位误差值较为平稳。采集器虽然在20℃～70℃有明显的补偿作用，误差明显降低，但在试验中0℃时温度特性都不理想，考虑原因主要是温度补偿的数学模型在低温时还不够完善，在25℃误差上限与下限较大的原因考虑为刚开始温度循环试验时温度传感器的补偿延时。在低温时我们发现采集器代入了很大的误差，说明采集器中的电子元件受温度影响很大，由温度变化引起的放大器增益变化很难消除，所以只能通过补偿消除该误差。
s9，分析罗氏线圈电流互感器模型的电磁干扰特性，为电子式电流互感器的抗干扰提供支持。
电子式互感器的电磁干扰机理
干扰源、传播途径和敏感设备是电磁干扰的三要素，如图12所示。任何电磁干扰的产生必然伴随着干扰源产生干扰能量，并通过一种传播途径将干扰能量传播至敏感设备。针对不同种类的电子式互感器，由于结构和工作原理不同，所以其干扰源、干扰传播途径和敏感设备都是不同的。
1)干扰源
在变电站的实际运行过程中，变电站开关操作、雷击和设备故障等几种情况的发生，会产生特快速暂态电磁干扰，并对电子式互感器以及其他设备造成电磁干扰，影响变电站电力系统安全和稳定的运行。
变电站开关操作可分为以下三种：(1)投切空载变压器。(2)断路器开合高压线路、高压母线。(3)隔离开关开合空载母线等。在变电站的实际运行过程中，隔离开关开合闸产生的暂态高频电磁干扰最为强烈。由于隔离开关开合闸操作时间较长，最长可达到几秒钟，并且动、静触头之间会发生上百次的电弧击穿与重燃，产生的高频脉冲信号数量有上千次，脉冲频率从几千赫兹到几兆赫兹。
雷击和设备故障引起的冲击电压也是干扰源之一。由于有一部分电子式互感器的供能方式为地电位供电，所以当发生雷击或者故障引起的冲击电压时，会导致地电位抬升，并影响电子式互感器的正常运行。
2)干扰传播途径
变电站隔离开关操作、雷击以及故障引起的冲击电压所形成的干扰源，必须要通过干扰传播途径才能对电子式互感器造成电磁干扰。电子式互感器电磁干扰的传播途径有两种：一种是传导耦合方式；一种是辐射耦合方式。
传导耦合方式就是通过完整的电路连接，将干扰源产生的特快速暂态电磁干扰和冲击电压传递给后续的电路以及敏感设备。辐射耦合方式大多是通过空间将高频电磁波干扰能量以电磁场的规律向周围发射。
在对电子式互感器电磁干扰机理的研究中，如果仅对一种传播途径单独探索是得不到真实结论的。因为在电子式互感器实际运行过程中，发生电磁干扰一般包含辐射耦合和传导耦合多种途径的耦合交叉，并且相互影响。这才导致电磁干扰问题愈发的复杂与难以控制。
3)敏感设备
电子式互感器容易受到电磁干扰的敏感设备分别为采集器、采集器电源端、合并单元和合并单元机箱外壳。在不同的情况下，干扰源通过传导耦合方式和辐射耦合方式分别对敏感设备进行电磁干扰，导致电子式互感器发生故障或输出异常，影响正常运行。
电子式互感器电磁干扰试验
随着智能变电站和电子式互感器技术的不断发展，在实际的运行过程中，电子式互感器暴露出的电磁干扰问题愈发的严重。因此必须要结合实际工程中出现的问题，针对电子式互感器抗电磁干扰的薄弱环节进行试验，才能够更加深入地了解电子式互感器的电磁干扰问题，并提出切实可行的抑制电磁干扰的方案。
1)辐射干扰
本发明的辐射干扰指的是无线电发射机或者其他能够发射电磁波产生电磁场的装置，其对电子式互感器造成干扰。图13为电子式互感器受到辐射干扰引起的合并单元故障波形，在水平方向辐射抗干扰试验中有叠加变化的直流分量。
2)暂态含谐波信号测试
图14为电子式电压互感器受到雷击影响时，合并单元的故障波形。
3)开关操作干扰
在变电站开关操作引起的电磁干扰问题中，隔离开关开合闸对电子式互感器造成的电磁干扰影响最大。
因此，根据如图15所示的电子式电流互感器隔离开关分合容性小电流试验电路图来进行仿真，通过分析隔离开关分合容性小电流负荷的过程，研究其产生的暂态高频电信号，并利用试验所得结果为提出可行性的抗干扰措施提供依据。
110kv电子式电流互感器在隔离开关分合容性小电流仿真试验中，其开合闸一次电压波形图如图16所示。由仿真结果得出的一次电压暂态波形图可以看出，由于动、静触头相距较远，所以在合闸的初始时刻断口处形成首次电弧击穿所需的电压很高，就导致很强烈的电磁干扰，并通过传导耦合至二次电缆上，对后续电路造成影响。但随着两个触头的距离越来越近，与之对应电弧重燃所需的击穿电压也在逐渐减小，所以随着时间的变化，隔离开关合闸时干扰电压的幅值由最大逐渐减小，而隔离开关分闸操作时，情况正好与之相反。
上面所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。