所公开的实施例涉及用于差分驱动的无线功率发射器的动态峰值电压检测。
背景技术：
磁谐振功率技术是被调谐以在相同频率下谐振的发射器线圈和接收器线圈之间的近场无线电能传输。基于电磁耦合的原理，基于谐振的充电器将振荡电流注入高度谐振的线圈中，以产生振荡电磁场。位于附近的具有相同谐振频率的接收线圈从电磁场接收功率并将其转换回可用于给便携式设备供电和充电的电流。谐振充电在空间自由度方面提供了独特的优势，使发射器(谐振充电器)能够与接收器(便携式设备)分离多达几英寸或更多。
高频谐振功率管理系统需要知道功率传递期间谐振发射器的初级电感器l或初级电容器c两端的峰峰值(peak-peak)电压。在谐振发射器操作期间测量峰峰值电压的常规方法是使用具有高共模抑制的快速差分放大器来处理通常处于高频率的信号，例如在由在美国联邦通信委员会(fcc)允许的6.78mhz的频率处切换的d类驱动器驱动。与初级l两端的峰峰值电压相比，电容器c两端的峰峰值电压通常最容易测量，初级l两端的峰峰值电压技术上也可以用于该目的，但是其由于驱动器的脉冲驱动信号产生的阶跃(stepjump)而变得复杂。
技术实现要素：
本发明内容简要地指出了本公开的性质和实质。提交时应理解的是，它不会被用来解释或限制权利要求的范围或含义。
所公开的实施例认识到，知道无线串联谐振lc功率发射器的初级l两端或初级c两端的峰峰值电压，对于将其提供给高频功率管理系统的dc/dc控制器以实现更好的充电系统控制是重要的。由于在谐振串联lc或rlc电路中存储的能量(或功率；等于在建立电场中完成的功)的量可以表示为cv2/2(电容器两端的能量)或li2/2(存储在由流过电感器的电流产生的磁场中的能量)，如果需要，可以将峰峰值电压转换成存储的能量。
如本领域中已知的，d类放大器或开关放大器是电子放大器，其中放大器件(晶体管，通常是金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet))作为电子开关操作，而不是如在其他放大器中作为线性增益器件操作。要放大的信号是一连串恒定幅度脉冲，以便有源(通常为mosfet)器件在完全导通状态和非导通截止状态之间快速来回切换。对于以高频切换的单个半桥驱动器(例如以6.78mhz切换，驱动串联谐振lc功率发射器)，可以相对容易地测量初级c两端相对于地的峰峰值电压。
然而，对于包括差分d类配置的较高功率串联谐振lc功率发射器布置(例如具有以6.78mhz操作的半桥)，在谐振电路中的每个电路节点处存在突然的电压跃变(voltagejump)。当lc谐振电路被以差分d类配置驱动时，初级l的端子间的峰峰值电压包含阶跃。与初级l的端子间的差分电压不同，初级c的端子间的差分电压是连续的，但由于lc谐振电路由差分半桥驱动，所以存在高频(例如，6.78mhz)共模电压跃变，使得初级c的两个末端处的电压波动很大。初级c两端的峰峰值电压测量所需的具有良好共模抑制的高带宽差分放大器难于设计，并且在操作时会消耗大量功率。
所公开的实施例包括一种产生dc电压信号的方法和电路，该dc电压信号通过对耦合到以差分d类配置驱动的lc谐振电路的初级l的端子之间的求和块的输出进行信号处理而产生，并且该dc电压信号与初级c两端的峰峰值电压成比例。尽管当以差分d类配置驱动lc谐振电路时初级l两端存在阶跃，并且初级c两端的电压具有显着水平的共模噪声，但已经发现所公开的使用求和块的初级l两端的峰峰值电压的总和既没有电压跃变，也没有共模噪声。这种布置能够产生相对干净的dc电压信号，该dc电压信号与初级c两端的峰峰值电压成比例。
可以示出，当驱动谐振串联lc电路的d类驱动器的占空比以50％运行时，初级l两端的电压总和等于初级c两端的电压加上50％的d类电源电压。半桥的电源电压通常由dc-dc控制器提供。
利用包括具有定位于与初级l并行的中心节点的第一和第二串联连接的电阻器的求和块可以实现额外的增益和共模(cm)控制，其中心节点连接到以cm电压设置的相对低的dc电压电平。该中心节点可以被耦合到包含采样和保持电路的包络发生器，用于相对容易的信号处理。采样/保持电路可用于提取峰值和谷值包络并且耦合到单端放大器的差分端(differential)。体现为采样/保持电路的包络发生器只需要一个适当快速的比较器，与常规快速差分放大器相比，该适当快速的比较器消耗明显更低的功率，而传统的快速差分放大器通常也容易跟随峰值和谷值电压的包络，其变化相对较慢。下游放大器对于所需的低速信号处理可以是低功率的。
附图说明
现在将参考附图，附图不一定按比例绘制，其中：
图1a根据示例实施例描绘了包括反馈回路中的示例峰值电压传感器的所公开的无线谐振功率发射器，该示例峰值电压传感器具有在峰值电压传感器和半桥的高电压电源节点之间的同步降压-升压dc/dc电压控制器，该峰值电压传感器包括耦合在初级l的端子之间的求和块。
图1b描绘了图1a中所公开的无线谐振功率发射器。其中，求和块被示出为包括串联连接的第一电阻器(r1)和第二电阻器(r2)，其具有中心节点并且与初级l并联，使得该中心节点耦合到峰峰值电压检测器的输入端。
图2是根据示例实施例的示例性峰峰值电压检测器的框图描绘。
图3示出了包括所公开的无线谐振功率发射器和无线谐振功率接收器的示例无线充电系统。
图4a示出用于以6.78mhz的频率驱动的差分d类谐振驱动器仿真的仿真电路和条件，其中谐振电路的高侧接收v1脉冲并且低侧接收v2脉冲。
图4b示出了可选滤波电容器为2pf的电压波形数据，而图4c示出了没有可选滤波电容器的电压波形数据。
图5示出针对包括耦合到比较器的峰值包络检测器的峰值检测和针对包括耦合到比较器的谷值包络检测器的谷值检测的示例电路实现，其中来自包络检测器的输出端耦合到用于实现如图2所示的增益块的示例电路。
具体实施方式
参照附图描述示例实施例，其中相似的附图标记用于表示类似或等同的元件。图示的行为或事件的顺序不应被视为限制，因为某些行为或事件可以以不同的顺序发生和/或与其他行为或事件同时发生。此外，一些图示说明的行为或事件对于实施根据本公开的方法可能是不需要的。
此外，如本文所使用的术语“耦合到”或“与...耦合”(及类似术语)在没有进一步限制的情况下旨在描述间接或直接电连接。因此，如果第一装置“耦合”到第二装置，则该连接可以通过直接电连接(其中通路中仅存在寄生效应)，或者通过经由包括其他装置和连接的中间项的间接电连接。对于间接耦合，中间项通常不会修改信号的信息，但可以调整其电流电平(level)、电压电平和/或功率电平。
图1a描绘了所公开的包括示例峰值电压传感器150a的无线谐振功率发射器150，示例峰值电压传感器150a包括耦合在初级l130的高侧端子(示出为n3)和低侧端子(示出为n5)之间的求和块135，其中求和块135的输出端提供求和电压。谐振功率发射器150还包括峰峰值电压检测器140，该峰峰值电压检测器140具有耦合到求和块135的输出端(示出为n1)的输入端，在反馈回路中具有同步降压-升压dc/dc控制器(dc-dc控制器)160，用于针对包括第一半桥110和第二半桥120的d类放大器将其输出电压调节到处于、高于或低于施加的参考电压(示为vin目标)。第一半桥110示出为包括hsd1功率mosfet开关和lsd1功率mosfet开关，并且第二半桥120示出为包括hsd2功率mosfet开关和lsd2功率mosfet开关。目标vin是与初级c125两端的目标峰峰值电压成比例的电压。
图1b描绘了基于图1a所示的谐振功率发射器150的所公开的无线谐振功率发射器150’，其中唯一的改变是求和块135现在被示出为包括第一电阻器r1和第二串联连接的电阻器r2，第一电阻器r1和第二电阻器r2与初级l130并联，其中心节点n1耦合到峰峰值电压检测器140。r1和r2通常相等，并且可以具有在50千欧和500千欧之间的电阻值。
为了获得初级l130的两个末端(n3、n5)的电压总和，可以使用各种不同的求和电路。例如，可以将具有反馈电阻器的仪表放大器用于求和电路。认识到构建求和电路的相对简单的方式是通过使用两个等值电阻器，其中两个电阻器r1和r2的中点电压(n1)＝(vl1+vl2)/2，其中vl1是在初级l130的第一末端(n3)处的电压，并且vl2是初级l130的第二末端(n5)处的电压。通过将具有比r2显著更低的电阻值(至少为r2的1/2，但是通常至少为r2的1/5)的另一电阻器r3以与r2并联的方式引入到求和块(参见下面描述的图2和图4a中的r3的放置)由于电流分配器公式，节点n1(在r1和r2之间)处的求和电压可以减小到至少原来的1/2，通常从几十伏降低到更低的电压，如此可以是仅几伏的电压。认识到这种电压降低是有帮助的，因为与具有仅几伏的电平的高速信号的信号处理相比，几十伏的电平的高速信号的信号处理相对困难。
在图1b中示出了位于n1和地之间的可选的滤波电容器155。滤波电容器155(具有并联电阻器，例如图4a中所示的r3＝2kω)的3db频率应该与驱动频率(例如6.78mhz)大致相同或稍低，以使得它在滤波电容器155之后将不会明显降低信号幅度，但仍能合理有效地消除波形毛刺。由于滤波电容器155处的ac等效电阻器可以是大约2千欧姆，因此滤波电容器155的值通常应该大约为25pf。如本领域已知的，50％占空比有利地提供0伏切换(因此提供更高的功率效率)。
第一半桥110和第二半桥120均适于由振荡器来驱动，该振荡器提供脉冲并且使它们相应的输出端耦合以驱动包括初级l130和初级c125的串联谐振lc电路。初级l130两端的高侧端子n3和低侧端子n5适于被耦合到求和块135(在图1a中示出，并且如图1b所示，r1和r2作为求和块)，其中n1(求和块135的输出端或r1和r2的中点)耦合到峰峰值电压检测器140的输入端。来自峰峰值电压检测器140的输出(示出为dc/dc_feedback(dc/dc_fb))在n4处耦合到dc/dc控制器160的输入端。dc/dc控制器160调整其dc输出电压(示出为vout_dc/dc)使得n4处的电压等于同样输入到dc/dc控制器160的目标vin。
图2是根据示例实施例的再次耦合到n1的示例性峰峰值电压检测器(示出为140’)的框图描绘。初级c125、初级l130和求和块(在图1b中示出为r1和r2)现在共同示出为印刷电路板(pcb)210上的150'。没有示出的是适于耦合以驱动串联谐振电路的第一半桥110和第二半桥120，或驱动半桥的驱动器。n1处的示例波形电压示出为具有2.5v的dc偏移(vcm)的正弦曲线。可以示出，n1处的电压(vn1)与初级c两端的电压(vn2-vn3)成比例，其反映在下面所示的等式中：
vn1＝(vn2-vn3)(k)+vcm
其中vn2-vn3是初级c125两端的电压，k是图1b中通过电阻器r1和r2的值设定的常数，并且在图2中示出通过r3施加到n1的共模电压vcm＝2.5v。在求和块还包括r3(如图2(以及图4a)所示)的情况下，当r1＝r2时，如通常那样，k＝r3/(r1+2r3)＝r3/(r2+2r3)。可以选择cm电压以将n1处的dc信号幅度保持在用于包络检测的舒适的低范围内。滤波电容器155对dc性能基本上没有影响，但是由于滤波效应可能减小n1处电压的ac分量。滤波电容器155还引入通常不会引起操作问题的相移。
峰峰值电压检测器140’包括峰值包络检测器141以及谷值包络检测器142，峰值包络检测器141由示例示出为仅输出由3.5v电平界定的上边界的峰值包络信号，谷值包络检测器142示出为输出具有由1.5v电平界定的下边界的谷值包络信号。峰值包络检测器141的输出端耦合到单端放大器143的差分端的第一输入端，并且谷值包络检测器142的输出端被示出为耦合到单端放大器144的差分端的第一输入端。放大器143、144被用于从峰值包络检测器141和谷值包络检测器142获得缓冲的dc输出。放大器143、144可以包括具有由vds比较器控制的有源二极管的仪表放大器，以提供具有n秒延迟的快速比较器。
放大器143和144的输出端耦合到差分增益块145的相应输入端，差分增益块145的相应输出端耦合到放大器143的第二输入端和放大器144的第二输入端。放大器143和144的输出端还耦合到加法器146，其通过从放大器143的输出端处的信号电平(示出为1.5v)减去放大器144的输出端处的信号电平(示出为3.5v)以提供2v的dc输出信号(示出为vadc_cappeak)，从而去除共模电平。2v的dc输出信号被示出为耦合到增益块147(参见下面描述的图5中的示例)，增益块147输出与初级c125两端的峰峰值电压成比例的dc电压信号(示为dc/dc_fb信号(也在图1a中示出))，该dc电压信号耦合到dc/dc控制器160的输入端。
峰值包络检测器141和谷值包络检测器142可以各自包括采样和保持电路，采样和保持电路仅需要包括合理快速(相对于切换频率)比较器，该比较器被认为与常规快速放大器相比消耗显著更少的功率。还认识到，具有合理快速比较器的采样和保持电路通常可以跟随峰值和谷值电压的包络并且因此感测峰值和谷值电压的包络，与切换频率相比该包络变化相对较慢。放大器143、144都可以是用于所需低速信号处理的低功率放大器。峰峰值电压检测器140因此提供了相对简单的电路和低功率操作的优点。
图3示出了包括所公开的无线谐振功率发射器150和具有接收线圈192的无线谐振功率接收器190的示例无线充电系统300。驱动器105被示出为驱动第一半桥110和第二半桥120，并且接收线圈192的输出端被示出为耦合到为dc负载提供dc输出的电压整流器195。如上面描述的，峰值电压传感器150a处于具有dc/dc控制器160的反馈回路中，dc/dc控制器160将其输出电压调节为处于、高于或低于施加的输入电压(示出为vin目标)，以便为第一半桥110和第二半桥120提供电源电压。
示例
通过以下具体示例进一步说明所公开的实施例，该具体示例不应被解读为以任何方式限制本公开的范围或内容。
使用图1b所示的无线谐振功率发射器150’使用大约45％的占空比来执行仿真。图4a示出了仿真电路，并且仿真条件为以6.78mhz的频率驱动的差分d类谐振驱动器，其中谐振电路的高侧接收v1脉冲(表示第一半桥110的输出电压)并且低侧接收v2脉冲(表示第二半桥120的输出电压)。包括r1和r2(均示出为75kω)的求和块被串联连接并具有与初级l130并行定位的中心节点n1。初级c125具有4nf的电容，并且初级l130具有137nh的电感。可选的滤波电容器155被示出为定位在n1和地之间，并且电阻器r3(示出为2kω)也被示出为耦合在n1和标识为v3的dc电源之间，该dc电源充当ac地。在这种布置中，r3将n1处的信号电平降低至大约1/30。2.5v的共模电压被示出为由dc电压源v3通过r3施加至n1。
图4b示出了可选滤波电容器155具有2pf电容的情况下的电压波形数据。在顶部示出来自n1的电压波形和来自(n3+n5)-n1(初级c125两端的近似电压波形)的电压波形，并且在底部示出来自节点n2、n3和n5的电压波形。n5的波形是方波。尽管n2和n3(在初级c125两端)都明显具有波形跃变，但可以看到示为n3+n5-n1的波形基本上是纯正弦波形。
图4c示出没有可选滤波电容器155的波形数据。示出来自n1、n2、n3、n5以及再次由n3+n5-n1处的电压近似的初级c125两端的电压的波形。n1处的波形可以看作包括接近波峰和接近波谷的失真，但是看到初级c125两端的近似电压波形(n3+n5-n1)没有失真。
图5示出了一种针对包括耦合到比较器143’的峰值包络检测器141’的峰值检测和针对包括耦合到比较器144’的谷值包络检测器142’的谷值检测的示例电路实现。被示出为vsh_h和vsh_l的来自包络检测器的输出均被耦合到用于实现图2所示的增益块147(现在图5中示出为147’)的示例电路，增益块147’包括缓冲器(示出为buf)511、512、513和514以及以简化形式示出为电阻器网络的相关电路。
所公开的实施例的应用包括在各种各样的应用中的电感或磁充电和供电。例如在移动、电子、电气、照明、电池、电动工具、厨房、工业、医疗或牙科、军事应用、车辆、机器人或火车中的使用。
本公开所涉及的领域的技术人员将会理解，在要求保护的发明的范围内，许多其他实施例和实施例的变体是可能的，并且在不背离本公开的范围的情况下，可以对所描述的实施例进行进一步的添加、删除、替换和修改。