基于MPSK-DSSS的雷达通信一体化信号设计方法与流程

本发明属于雷达通信领域，具体涉及一种基于mpsk-dsss的雷达通信一体化信号(简称一体化信号)的设计方法，该一体化信号既包含了通信信息，又能实现雷达探测的目的。

背景技术

随着技术的发展，作战平台的电磁环境越来越复杂，其作战性能和生存能力受到了日益严重的挑战。为了应对复杂的电磁环境，作战平台不得不搭载大量的电子设备，然而不同的设备之间会产生严重的电磁兼容问题。为了减小作战平台的电磁干扰，作战平台应该向多功能一体化方向发展。而作战平台的主要电子设备包括雷达设备以及通信设备，所以雷达通信一体化可提高作战平台的整体性能，具有十分重要的现实意义。

目前关于雷达通信一体化波形的设计，主要有以下几种方式。第一种是雷达和通信信号各自独立产生，在发射端进行合成，在接收端进行分离，可以采用盲源分离，信号的正交等理论来对信号进行分离，但是该方法需要一个确知信号进行参考。第二种是基于雷达波形的一体化信号设计，主要是将通信信息调制到雷达的线性调频波形上，但是这种方法信号的传输速率比较低，无法满足高速通信的实际需求。第三种是基于通信波形的一体化信号设计，主要是将现有通信系统中成熟应用的信号如正交频分复用信号，扩频信号等应用于雷达探测中。

总体而言，目前第三种方式是设计雷达通信一体化波形的主流。但是，由于雷达和通信对信号的需求不同，直接使用通信中的信号来进行雷达探测，不可避免的会使雷达的探测性能下降。

技术实现要素：

本发明的目的在于弥补上述现有技术的不足，针对雷达探测性能和通信性能难以兼顾的问题，提出了一种基于mpsk-dsss的雷达通信一体化信号设计方法。

本发明采用的技术方案为一种基于mpsk-dsss雷达通信一体化信号设计方法，包括如下步骤：

(1)利用信号参数，设计映射f1，构造优选二进制比特序列，使雷达通信一体化信号的雷达探测性能符合要求；

(2)将每次需要传输的b个二进制比特序列通过映射f1，串并转换，扩频编码，相位选择生成用于发射mpsk-dsss的雷达通信一体化基带信号，经过调制和模数转换后发送；

(3)对于雷达探测，雷达天线接收到雷达通信一体化回波信号后通过一个匹配滤波器和第一旁瓣抑制滤波器的级联网络，得到输出信号，送往后续信号处理流程；

(4)对于通信而言，通信接收端将收到的信号进行解调，再经过相位逆映射，解扩以及并串转换，得到实际传输的二进制比特序列；最后再利用映射f1的逆映射f2得到原始传输的b个二进制比特序列。

进一步的，所述步骤(1)中包括如下步骤：

1)利用信号参数，产生(b+klog2m)(k＝0,1,2,3,......)个二进制比特集合，m表示相位调制的阶数，该二进制比特集合内共有种可能的比特序列，将该二进制比特集合内的所有比特序列通过串并转换，扩频编码，相位选择得到雷达通信一体化基带信号；

2)利用递归最小二乘算法设计第二旁瓣抑制滤波器，每一种雷达通信一体化基带信号通过脉冲压缩得到匹配滤波输出信号，并使匹配滤波输出信号通过第二旁瓣抑制滤波器，对输出结果求出峰值旁瓣电平值；

3)考虑雷达通信一体化信号的雷达探测性能，给出阈值γ，将峰值旁瓣电平值与阈值γ比较，统计峰值旁瓣电平值小于阈值γ的总个数n1，将n1与进行比较，若则令k＝k+1，并重复执行步骤1)和步骤2)，否则转步骤4)；

4)将所述n1个峰值旁瓣电平值按从小到大排序，取前2^b个峰值旁瓣电平值，找出这些峰值旁瓣电平值对应的(b+klog2m)(k＝0,1,2,3,......)位二进制比特序列，即为优选二进制比特序列，将所述优选二进制比特序列构成集合u1；生成b位二进制比特序列，构成集合u2，并建立映射f1:u2→u1；将集合u1中的二进制比特序列作为实际发射的二进制比特序列。

进一步的，所述第一旁瓣抑制滤波器的设计包括如下步骤：

①根据雷达通信一体化信号匹配滤波器输出s(τ)构造第一旁瓣抑制滤波器的输入向量u以及第一旁瓣抑制滤波器的期望响应d；

②初始化第一旁瓣抑制滤波器的权向量w(0)，设置逆相关矩阵p(0)和正则化系数的值；

③利用递归最小二乘算法，根据步骤①和步骤②中的参数，依次更新时刻i的增益向量k(i)，误差e(i)，权向量w(i)以及逆相关矩阵p(i)；

④判断误差e(i)是否收敛，若不收敛，则重复执行步骤③，若收敛，则此时权向量w(i)就是第一旁瓣抑制滤波器的系数。

进一步的，所述第二旁瓣抑制滤波器的设计包括如下步骤：

㈠根据雷达通信一体化信号匹配滤波器输出s(τ)构造第二旁瓣抑制滤波器的输入向量u以及第一旁瓣抑制滤波器的期望响应d；

㈡初始化第二旁瓣抑制滤波器的权向量w(0)，设置逆相关矩阵p(0)和正则化系数的值；

㈢利用递归最小二乘算法，步骤㈠和步骤㈡中的参数，依次更新时刻i的增益向量k(i)，误差e(i)，权向量w(i)以及逆相关矩阵p(i)；

㈣判断误差e(i)是否收敛，若不收敛，则重复执行步骤㈢，若收敛，则此时权向量w(i)就是第二旁瓣抑制滤波器的系数。

本发明的有益效果为：

提出一种基于mpsk-dsss雷达通信一体化信号的设计方法，通过将发射原始二进制序列映射为优选二级制序列以及雷达接收端第一旁瓣抑制滤波器的设计，在进行高效的通信的同时，也能够使信号完成雷达探测任务。

附图说明

图1是本发明的系统结构示意图；

图2是映射f1中优选二进制比特序列产生流程图；

图3是基于rls算法的第一旁瓣抑制滤波器设计框图；

图4(a)是一体化信号经过匹配滤波器后的输出；

图4(b)是一体化信号经过第一旁瓣抑制滤波器后的输出。

具体实施方式

下面结合附图对本发明内容作进一步详细说明。

如图1所示，本发明的系统结构中主要包含三个部分，即mpsk-dsss一体化信号的产生发射，雷达端对一体化回波信号的处理以及通信端对接收到的一体化信号的处理。采用脉冲发送体制。脉冲重复周期为t，在每个脉冲周期内，采用直接序列扩频的相位编码波形。

对于mpsk调制，令m表示相位调制的阶数，ts表示符号周期。一体化信号的实际传输速率为

如果发送的二进制比特数为b，将这b个比特进行串并转换，分成组，并令分组过后的二进制比特序列组成信息码矩阵d，d的大小为将d的每一列按格雷码的编码方式映射到星座图的相位上，就得到了mpsk信号每个符号的相位。根据上面的描述，我们可得：

其中s(t)为mpsk信号的表达式，t表示时间，为mpsk信号的符号个数，j为复数单位，f为将信息比特转化为对应的相位的映射，d(,:n)表示mpsk信号的第n个符号，g表示矩形单脉冲信号，其一般形式如下所示：

用作扩频的伪随机序列可以表示为：

其中，c(t)为扩频的伪随机序列表达式，tc表示码片周期，l表示扩频序列的长度，ci为扩频序列的第i个码片，取值为{-1,1}，我们使用向量c存储该扩频序列，则c的大小为1×l。

基于公式(1)(2)(3)，我们可以将mpsk-dsss一体化信号的复包络形式表示为：

其中sd-mpsk(t)为一体化信号表达式，sn＝d(,:n)c为mpsk信号的第n个符号扩频后的矩阵，sn(:,m)表示mpsk信号的第n个符号扩频后的矩阵的第m列，sn的大小为fc为载波频率。

我们令φq＝f(sn(,:m))，表示mpsk信号的第n个符号扩频后的第m个码片的相位，其中q＝nl+m，则可将公式(4)表示为简洁形式：

如果直接将公式(5)中的一体化信号作为雷达信号，其雷达探测性能会随着传输二进制信息码的改变而产生剧烈的波动，为了优化一体化信号的雷达探测性能，我们需要加入图1中的映射f1，映射f1的主要目的是在不改变公式(5)中信号形式的前提下，使一体化信号的雷达探测性能也符合要求。具体来说，映射f1就是建立一个原始二进制比特序列与优选二进制比特序列的单值映射，优选二进制比特序列在雷达端经过匹配滤波和旁瓣抑制之后能够有良好的雷达探测性能。

映射f1构造优选二进制比特序列的步骤如下所示：

1)利用信号参数，产生b+klog2m(k＝0,1,2,3,......)个二进制比特，该集合内共有种可能的比特序列。将该集合内所有比特序列通过串并转换，扩频编码，相位选择得到mpsk-dsss一体化基带信号。

2)利用rls算法设计第二旁瓣抑制滤波器，令每一种一体化基带信号通过脉冲压缩得到匹配滤波输出信号，并使输出信号通过第二旁瓣抑制滤波器，对输出结果求出psl值。

3)考虑一体化信号雷达探测性能，给出阈值γ，将psl值与阈值γ比较，统计其中小于阈值γ的总个数n1。将n1与2^b进行比较，若n1＜2^b，则令k＝k+1，并重复执行步骤1)和步骤2)，否则转步骤4)。

4)将满足条件的n1个psl值按从小到大排序，取前2^b个psl值，找出这些psl值对应的b+klog2m位二进制比特序列，将这些二进制比特序列构成集合u1。生成b位二进制比特序列，构成集合u2，并建立单射f1:u2→u1。将集合u1中的二进制比特序列作为实际发射的二进制比特序列。

下面结合上述步骤对映射f1的过程进行一些具体的说明。

对于步骤1)中在发射端进行串并转换，扩频编码，相位选择，生成雷达通信一体化基带信号以及步骤2)中进行匹配滤波、旁瓣抑制的整个过程，在此使用该过程的目的是为了使映射f1能够被成功构造，而在图1中同样使用该过程的目的是为了使一体化信号能够被顺利产生，并且能够完成后续的雷达探测功能。

对于步骤2)提到的设计第二旁瓣抑制滤波器的rls算法，将在雷达接收端部分详述。

对于步骤3)中提及的阈值γ，它是一个表征雷达探测特性的参数，如果psl＜γ，我们认为该一体化信号经过处理后可以获得良好的雷达探测性能，该一体化信号对应的二进制比特序列即为一个优选二进制比特序列。如果psl＞γ，就认为该一体化信号即使经过处理也无法获得良好的雷达探测性能，应该舍弃该一体化信号对应的二进制比特序列。对于psl小于阈值γ的总个数n1，如果n1＜2^b，意味着取b+klog2m位二进制比特序列产生的优选二进制比特序列总数无法使所有的原始二进制比特序列得到优选，如果n1≥2^b，意味着我们可以使所有的原始二进制比特序列都映射到一个优选二进制比特序列上。

对于步骤4)的映射f1，一种具体规则可以是将u1和u2中所有二进制序列对应的十进制数从小到大排列，然后一一对应。

映射f1的编程实现流程图如图2所示。

在雷达接收端，需要对一体化回波信号进行处理，如图1所示，该部分包含匹配滤波器和第一旁瓣抑制滤波器两部分，匹配滤波器可采用脉冲压缩实现，下面对第一旁瓣抑制滤波器的设计做详细说明。

对于雷达探测来说，理想的匹配滤波器输出波形应为δ函数。但是在实际的匹配滤波过程中，不可避免的会产生非零旁瓣，我们将这些非零旁瓣视为噪声。旁瓣抑制过程可以看作自适应噪声干扰对消过程。我们采用rls法来设计旁瓣抑制滤波器，图3所示为进行迭代训练时，第一旁瓣抑制滤波器的设计框图。

设s(τ)为一体化信号的匹配滤波输出，进行迭代训练时，第一旁瓣抑制滤波器输入信号u应为s(τ)的重复。为了消除前后s(τ)之间的影响，其间应插入零向量，且零向量的长度至少为第一旁瓣抑制滤波器的长度，这样才能使前一个s(τ)完全移出第一旁瓣抑制滤波器后，后一个s(τ)才进入第一旁瓣抑制滤波器。为了减少迭代次数，零向量的长度又不宜过长。所以u为：

u＝[0,s(τ),0,s(τ),0,......](6)

且满足关系lw＝lz，lw为第一旁瓣抑制滤波器的长度，lz为零向量的长度。

期望响应d应为δ函数的重复，即：

d＝[δ,δ,δ,δ......](7)

其中，δ函数的长度是lw+ls(τ)，ls(τ)为s(τ)的长度，δ函数中1的位置位于符号为向上取整。

输入向量u(i)为公式(6)中信号u的长为lw的一段，w(i)为i时刻横向滤波器系数，其长度为lw，它的最终结果就是第一旁瓣抑制滤波器的系数。d(i)为i时刻向量d的值，e(i)为i时刻期望响应与横向滤波器输出的差值。

基于以上这些假设，结合rls算法，给出第一旁瓣抑制滤波器的系数的求解过程如下：

步骤1).初始化：

其中p(i)为i时刻的逆相关矩阵，ρ为正则化系数，与信噪比有关，高信噪比时取较小值，低信噪比时取较大值，i为lw×lw的单位矩阵。

步骤2).对于每一个时刻i＝1,2,3,...求：

e(i)＝d(i)-w^h(i-1)u(i)(10)

w(i)＝w(i-1)+k(i)e^*(i)(11)

其中，λ为遗忘因子，λ∈[0,1]，e^*(i)为i时刻误差e(i)的共轭，k(i)为i时刻的增益向量，矩阵带上标h表示结果为该矩阵的厄米特矩阵。

步骤3).更新：

p(i)＝λ^-1p(i-1)-λ^-1k(i)u^h(i)p(i-1)(12)

重复步骤2)和步骤3)，直到误差e(i)收敛，此时的权向量w(i)就是第一旁瓣抑制滤波器的系数。

映射f1中第二旁瓣抑制滤波器的设计方法与第一旁瓣抑制滤波器相同，不再赘述。

采用2psk-dsss调制，仿真参数tc＝10^-7s,l＝31,b＝10，传输的数据为10进制的10，将生成的一体化信号通过匹配滤波器，得到的结果如图4(a)所示，可以看到，一体化信号匹配滤波后的输出结果仍然具有较大的旁瓣，它的雷达探测性能较差，然后我们将匹配滤波输出结果通过第一旁瓣抑制滤波器，得到的结果如图4(b)所示,可以看到，输出的旁瓣被明显压低，结果产生了近似理想图钉型的效果，雷达探测性能良好。

可以利用psl从数值上更直观的来衡量经过旁瓣抑制后脉冲压缩信号的性能。根据psl的定义

采用图4的仿真参数计算，匹配滤波后s(τ)的psl＝-4db，经过第一旁瓣抑制滤波后输出结果的psl＝-22.7db，psl值改善了15db以上，有良好的雷达探测性能。

在通信接收端，将一体化信号经过解调，相位逆映射，解扩后，再经过映射f2，即可得到原始的通信二进制比特序列。其中，映射f2为映射f1的逆映射。