本发明涉及一种光谱测量方法，尤其涉及一种基于镜频抑制的快速光谱测量方法及装置，属于微波光子学技术领域。
背景技术：
随着光子技术的飞速发展，近年来不断涌现的宽带业务、不断提高的服务质量要求、以及不断指数增长的接入设备，使得光纤宽带网络成为一个重点发展内容。密集波分复用技术(Dense Wavelength Division Multiplexing，DWDM)以及其它高速调制技术的发展及应用成为必然趋势。然而，随之带来的是光信息系统单个信道的带宽(或频谱复用的粒度)越来越小，例如：下一代光接入网标准之一超密集波分复用无源光网络(UDWDM-PON)的信道间隔为GHz量级；光频分正交复用(OFDM)系统子载波带宽通常在百MHz量级；微波光子系统则要求能分辨数十MHz间隔的无线信道，传统的光谱仪器分辨率远大于上述精度，迫切需要亚皮米(1pm＝10-12m)甚至是飞米(1fm＝10-15m)量级分辨率的光谱仪等高性能的光学参数检测仪器设备。
在超宽波长范围调谐激光器(TLS)技术成熟后，相干光学频谱分析技术(COSA)得到发展，通过作为本振光的扫描激光器的波长扫描，利用波动光学中的干涉原理得到待测信号光与本振光之间的一系列相干图谱，然后通过信号处理手段基于已知的本振光参数得到待测信号光的频谱。法国APEX公司已研制成功分辨率最高可达5MHz(0.04pm)的相干光谱仪。
图1是典型的基于扫频光源和相干光电探测的光谱测量装置的结构示意图，主要包括主控单元、扫频激光器、光耦合器、平衡光探测器及信号采集、处理模块。其工作原理如下：在任一时刻，本振光信号(扫频光源的输出信号)和待测光信号在光耦合器中相互作用；随后使用平衡光电探测器进行相干接收，再利用信号采集、处理模块将模拟电信号转换为数字信号，输出携带本振信号瞬时频率处待测光信号信息的窄带电信号；下一时刻，本振光信号的输出频率改变，重复上述过程；最后，主控单元以扫频光源的输出为参考，利用幅度提取算法进行数据处理。
基于扫频光源和相干光电探测的光谱测量方法，利用低频光电探测器提取扫频边带两侧的待测信号分量，并取合适的积分范围对功率谱进行积分，作为扫频边带频率处的待测信号幅度值。虽然该测量方案具有MHz量级的测量精度，但该方案的分辨率依赖于扫频光源的扫频间隔和低通滤波器的带宽，分辨率越高，相邻扫描点的频率间隔越小，相同测量范围需要的扫频点数越多，测量时间越长。分辨率和测量范围以及测量速度的矛盾是该技术走向实用的最大障碍，当前尚未有有效解决方案的报道。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题在于克服现有基于扫频光源和相干光电探测的光谱测量技术所存在的测量速度过慢的缺陷，提供一种基于镜频抑制的快速光谱测量方法及装置，可在确保测量分辨率的前提下，大幅度提高测量速度。
本发明具体采用以下技术方案解决上述技术问题：
一种基于镜频抑制的快速光谱测量方法，利用90°光混频器将待测光信号和光本振信号混频，产生四路差分信号；使用两个平衡光电探测器对四路差分信号进行平衡光电探测；将所输出的I、Q两路模拟信号转换为数字信号，并在数字域中对Q路数字信号进行+90°/-90°相移后将其与I路数字信号相加，得到待测光信号在光本振信号所对应频带内中心频率左侧/右侧的频谱；改变光本振信号频率并重复以上步骤；最后将所得到的一系列待测光信号频谱组合为待测光信号的宽带频谱。
优选地，所述将所输出的I、Q两路模拟信号转换为数字信号，并在数字域中对Q路数字信号进行+90°/-90°相移后将其与I路数字信号相加，使用数字处理器DSP实现。
优选地，所述光本振信号为载波抑制的光单边带信号。
进一步优选地，所述载波抑制的光单边带信号利用以下方法得到：利用90°微波定向耦合器将微波本振信号分为两路功率相等的正交信号，然后利用双平行马赫-曾德尔双臂调制器将这两路正交信号调制于窄线宽光载波上，并通过调整所述双平行马赫-曾德尔双臂调制器的偏置电压使得其所输出信号为载波抑制的光单边带信号。
进一步优选地，所述光本振信号为载波抑制的+1阶光单边带信号，或载波抑制的+2阶光单边带信号。
根据相同的发明思路还可以得到以下技术方案：
一种基于镜频抑制的快速光谱测量装置，包括：
本振光生成单元，用于生成光本振信号；
90°光混频器，用于将待测光信号和光本振信号混频，产生四路差分信号；
两个平衡光电探测器，用于对四路差分信号进行平衡光电探测；
数字信号处理单元，用于将平衡光电探测得到的I、Q两路模拟信号转换为数字信号，并在数字域中对Q路数字信号进行+90°/-90°相移后将其与I路数字信号相加，得到待测光信号在光本振信号所对应频带内中心频率左侧/右侧的频谱；主控单元，用于控制光本振信号频率改变，并将所得到的一系列待测光信号频谱组合为待测光信号的宽带频谱。
优选地，所述数字信号处理单元为数字处理器DSP。
优选地，所述本振光生成单元生成的光本振信号为载波抑制的光单边带信号。
进一步优选地，所述本振光生成单元包括：微波扫频源、窄线宽激光器、90°微波定向耦合器、双平行马赫-曾德尔双臂调制器；90°微波定向耦合器的输入端与微波扫频源的输出端连接，90°微波定向耦合器的两输出端分别与双平行马赫-曾德尔双臂调制器的两微波输入端口相连，双平行马赫-曾德尔双臂调制器的光输入端口与所述窄线宽激光器的输出端相连。
进一步优选地，所述光本振信号为载波抑制的+1阶光单边带信号，或载波抑制的+2阶光单边带信号。
相比现有技术，本发明技术方案及其进一步改进或优选技术方案具有以下有益效果：
本发明在现有基于扫频光源和相干光电探测的光谱测量方法基础上，利用光电结合的镜频抑制技术，提取本振光的单侧拍频信号，由于扫频本振光两侧的信号不再混叠，可以用数字信号处理(DSP)还原待测光信号的频谱。成熟的电模数转换器(ADC)和DSP技术能够满足系统动态范围的需求，同时，频谱分辨率和精度由扫频光源和DSP的性能决定，扫频间隔由DSP的带宽决定，可在确保测量分辨率的前提下，大幅减少扫描点数，提高测量速度。
附图说明
图1为现有基于扫频光源和相干光电探测的光谱测量装置结构示意图；
图2为本发明光谱测量装置的结构原理示意图；
图3为本发明光谱测量装置一个优选实施例的结构原理示意图
图4为图3所示装置中A～E各点的频谱示意图；
图5为优选实施例中光单边带调制器的原理框图。
具体实施方式
针对现有技术不足，本发明的解决思路是在现有基于扫频光源和相干光电探测的光谱测量方法基础上，利用利用光电结合的镜频抑制方案，提取本振光的单侧拍频信号，由于扫频本振光两侧的信号不再混叠，可以用数字信号处理(DSP)还原待测光信号的频谱。成熟的电模数转换器(ADC)和DSP技术能够满足系统动态范围的需求，同时，频谱分辨率和精度由扫频光源和DSP的性能决定，扫频间隔由DSP的带宽决定，可以大大减少扫描点数，可在确保测量分辨率的前提下，大幅度提高测量速度。
本发明光谱测量方法具体如下：利用90°光混频器将待测光信号和光本振信号混频，产生四路差分信号；使用两个平衡光电探测器对四路差分信号进行平衡光电探测；将所输出的I、Q两路模拟信号转换为数字信号，并在数字域中对Q路数字信号进行+90°/-90°相移后将其与I路数字信号相加，得到待测光信号在光本振信号所对应频带内中心频率左侧/右侧的频谱；改变光本振信号频率并重复以上步骤；最后将所得到的一系列待测光信号频谱组合为待测光信号的宽带频谱。
如图2所示，本发明基于镜频抑制的快速光谱测量装置，包括：
本振光生成单元，用于生成光本振信号；
90°光混频器，用于将待测光信号和光本振信号混频，产生四路差分信号；
两个平衡光电探测器，用于对四路差分信号进行平衡光电探测；
数字信号处理单元，用于将平衡光电探测得到的I、Q两路模拟信号转换为数字信号，并在数字域中对Q路数字信号进行+90°/-90°相移后将其与I路数字信号相加，得到待测光信号在光本振信号所对应频带内中心频率左侧/右侧的频谱；主控单元，用于控制光本振信号频率改变，并将所得到的一系列待测光信号频谱组合为待测光信号的宽带频谱。
本振光生成单元输出的光本振信号LO与待测光信号S在90度光混频器中进行相干混频，产生四路差分信号I+、I-、Q+、Q-，将I+和I-输入平衡光电探测器1得到同相分量I；将Q+和Q-输入平衡光电探测器2得到正交分量Q。两个平衡光电探测器的输出与信号采集、处理模块的输入相连，模拟信号I和Q通过信号处理模块中的模数转换单元转换成数字信号，经信号处理后输入主控单元，主控单元进行数据处理与显示。
所述光本振信号优选载波抑制的光单边带信号，可以使用载波抑制的+1阶光单边带信号、+2阶光单边带信号或更高阶单边带信号。
所述数字信号处理单元可以采用MCU、DSP等，优选采用DSP实现。
为了便于公众理解，下面一个优选实施例来对本发明技术方案进行更详细说明。
本实施例中的光谱测量装置结构如图3所示，其中的本振光生成单元用于生成载波抑制的光单边带信号，其包括微波扫频源、窄线宽光源和单边带调制器，单边带调制器将微波扫频源输出的微波本振信号调制于窄线宽光源输出的光载波上，生成载波抑制的光单边带信号。其中的数字信号处理单元采用DSP，主控单元采用计算机。
该装置实际工作过程中，将本振光生成单元产生的抑制载波的光单边带信号作为本振信号，假设本振光对应频带内中心频率左、右两侧的待测光信号分别为L和R，利用90度光混频器将待测光信号和本振信号混频，产生四路差分信号；随后使用两个平衡光电探测器对四路差分信号进行平衡光电探测，I路得到同相的L、R信号，Q路得到-90°相移的L信号和+90°相移的R信号；然后，I、Q两路信号输入实时示波器，将模拟信号转换成数字信号，再通过DSP先对Q路信号进行-90°相移，得到反相的L信号和同相的R信号，然后与I路信号相加，最后仅输出本振光对应频带内中心频率右侧的R信号；然后，改变微波扫频源的输出频率，并重复上述测量过程，可得到一系列不同频带内的R信号；最后，将这一系列R信号组合成待测光信号的宽带频谱。
在图3中，A为抑制载波的光单边带调制信号和待测光信号在90°光混频器中混频的示意图；B为I路输出信号；C为Q路输出信号；D为信号处理模块对I、Q两路信号进行处理的过程示意图；E为处理得到的本振光右侧的待测光信号频谱。信号A～E的频谱如图4所示。
本实施例中所采用的光单边带调制器的基本结构如图5所示，由90°微波定向耦合器和双平行马赫-曾德尔双臂调制器组成；90°微波定向耦合器的输入端与功分后的微波扫频源的输出端连接，两输出端分别与双平行马赫-曾德尔双臂调制器(MZM)的两微波输入端口相连，双平行马赫-曾德尔双臂调制器的光输入端口与所述窄线宽光源的输出端相连。通过90°微波定向耦合器将输入的微波信号分成两路功率相等的正交信号，分别输至双平行马赫-曾德尔双臂调制器的两个微波输入端口。给予适当的直流偏置，利用该调制器将从微波输入端口输入的两路正交微波信号调制在从光输入端口输入的光载波上，产生抑制载波的光单边带信号。
下面对该光谱测量装置的工作原理进行简要介绍：
若90°定向耦合器输出的两路微波信号分别为Se1＝Vcos(ωet)和Se2＝Vsin(ωet)，光载波信号为So＝Voexp(iωot)，分别是MZM1、MZM2的两臂相位差，是MZM1和MZM2之间的相位差，可得输出的光单边带信号为可得输出的光单边带信号为：
其中，β为调制系数，调节和即三个直流偏压，使m0＝0，即得到角频率为ωLO＝ω0+ωe的光单边带调制信号。将该光边带作为本振信号，则本振信号可以表示为：
其中ALO和ωLO分别是本振信号的幅度和角频率(假设相位为0)。为了简化原理分析，我们将待测信号看做以ωLO为中心频率，包含左右两侧频谱的信号，记为
其中As是待测光信号的幅度，ωL(t)和ωR(t)代表ωLO左右两侧的光谱分量。待测光信号和本振信号在90度光混频器中相干混频后，四路差分输出信号为：
E1,2∝Es±ELO,E3,4∝Es±jELO
经过两个平衡光电探测器的输出交流信号为：
II(t)＝R|AsALO(ωLO)|{cos[ωL(t)]+cos[ωR(t)]}
IQ(t)＝R|AsALO(ωLO)|{sin[ωL(t)]-sin[ωR(t)]}
其中R是平衡光电探测器的响应系数。II(t)和IQ(t)经过实时示波器采集并转换成数字信号存储于计算机中，经过数字信号处理，将IQ(t)进行-90°相移并与II(t)相加，得到待测光信号为
I＝R|AsALO(ωLO)|{cos[ωL(t)]+cos[ωR(t)]}
+R|AsALO(ωLO)|{sin[ωL(t)-π/2]-sin[ωR(t)-π/2]}
＝R|AsALO(ωLO)|{cos[ωL(t)]+cos[ωR(t)]}
+R|AsALO(ωLO)|{-cos[ωL(t)]+cos[ωR(t)]}
＝2R|AsALO(ωLO)|cos[ωR(t)]
从上式可以看出，ωLO左侧的频谱由于相位相反，相互抵消，而ωLO右侧的频谱由于相位相同，相互增强。因此，最终输出的信号将完全来自ωLO右侧的频谱。类似地，如将IQ(t)进行+90°相移并与II(t)相加，最终输出信号则完全来自ωLO左侧的频谱。实际测量中，主控计算机控制微波扫频源扫描ωe，从而扫描本振信号的频率，最终可得到完整的待测光信号频谱。
本实施例中，光单边带扫频信号是采用将微波扫频信号调制到光载波上的方式得到的，因此具有极高的分辨率(光源一般采用线宽为300Hz的窄线宽激光器，因此，该测量装置的分辨率约为300Hz)；同时，在本装置中采用90度光混频器和平衡光电探测器进行相干探测，因此可以抑制系统噪声、消除光单边带信号中高阶边带引入的测量误差。
使用该装置测量光信号的频谱时，最好预先进行测量装置的校准，具体可采用以下校准方法：移除测量装置中的待测光信号，将光单边带调制器的输出与90度光混频器的本振输入端相连，将一已知的双边带调制光信号与90度光混频器的信号输入端相连，其他装置不变，计算机控制微波扫频源进行频率扫描并处理和记录光信号频谱，通过与已知光信号的实际频谱进行比较，可得到系统的频谱响应，用以校正测量结果；在实际测量时，采用校准所得的系统的频谱响应对测得的待测光信号的光谱进行校正，消除系统误差，从而得到精确的待测光信号的光谱。