本发明涉及一种检测电路及其检测方法，特别是一种微弱信号检测电路及其检测方法。
背景技术：
微弱信号检测学是研究从噪声中提取信息的方法及技术的科学。研究噪声背景下微弱信号检测的原理及方法，是测量技术中的综合技术和尖端领域。随着科学和技术的进步，人们对于微弱信号检测技术的要求也越来越高，传统的检测技术由于其检测精度、检测的信噪比门限等方面都存在着不足，已经越来越不能满足科学技术进步的要求，混沌检测方法应运而生。
应用较为广泛的混沌模型是Duffing方程这类非自治的二维非线性方程模型，很少有人用三维非线性混沌模型进行微弱信号检测的研究。影响检测效果的因素不只是待检信号的性质，还有检测系统的能力问题。Duffing模型是现阶段研究得比较成熟的模型，但是我们可以用混沌理论以及具体的仿真实验来分析其他模型的混沌检测方法是否能满足微弱信号检测的要求。而且，现阶段，基于混沌振子的微弱信号检测系统仅仅还停留在数值仿真的阶段，在电路实现上还比较苍白，还没有做出一套比较完善的基于混沌理论的微弱信号检测装置。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是提供一种完善的基于混沌理论的微弱信号检测电路及其检测方法。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
一种微弱信号检测电路，其特征在于：包含若干加法器、积分器、反相器和乘法器，加法器1输出端与积分器1输入端连接，积分器1 输出端连接反相器1的输入端和乘法器2的一个输入端，反相器1的输出端连接加法器1的一个输入端和乘法器1的一个输入端，乘法器 1的输出端连接加法器2的一个输入端，加法器2的输出端连接积分器2的输入端，积分器2的输出端连接加法器1的另一个输入端、加法器2的另一个输入端和乘法器2的另一个输入端，乘法器2的输出端连接加法器3的一个输入端，加法器3的输出端连接积分器3的输入端，积分器3的输出端连接反相器2的输入端，反相器2的输出端连接加法器5的一个输入端和乘法器3的一个输入端，加法器5的输出端连接加法器3的另一个输入端，乘法器3的输出端连接加法器5 的另一个输入端，加法器4的输出端连接乘法器3的另一个输入端，加法器4的输入分别连接待测信号、高斯白噪声和信号发生器，系统输出分别连接加法器2和积分器3的第三输入端。
进一步地，所述信号发生器包含DSP芯片、I/O口、电源模块、时钟模块、存储器、D/A转换器和滤波器，I/O口与DSP芯片连接用于I/O接口扩展，电源模块与DSP芯片连接用于提供电路电源，时钟模块与DSP芯片连接用于提供时钟信号，存储器与DSP芯片连接用于存储芯片处理结果，D/A转换器与DSP芯片连接用于将芯片输出的数字信号转化为模拟信号，滤波器与D/A转换器连接用于对信号进行滤波。
进一步地，所述DSP芯片型号为TMS320C5402DSP芯片。
进一步地，所述乘法器采用AD633JN芯片。
一种微弱信号检测电路的检测方法，其特征在于包含以下步骤：
步骤一：信号发生器产生周期激励信号h(t)＝rcos(ωt)、待测微弱信号s(t)＝rscos(ωst)、高斯白噪声n(t)接入到第五运算放大器A5的反相输入端；
步骤二：电路系统状态方程为
考虑到运放的工作电压范围是[-15v,+15v],为适应此范围，必须转换状态变量，x′＝x/10，y′＝y/10，z′＝z/10，t′＝t/10RC，系统状态方程改写为
其中对应系统参数信号发生器产生的周期激励信号为h(t)＝rcos(ωt)，n(t)为高斯白噪声，待测微弱信号为s(t)＝rscos(ωst)，乘法器AD633JN芯片的输出输入关系为：
步骤三：系统参数m由确定，由通过改变滑动变阻器R312 的大小值，可将系统控制在不同的周期态和混沌态下。
本发明与现有技术相比，具有以下优点和效果：本发明与传统混沌理论检测微弱信号方法相比，不需要计算周期激励信号幅值的精确解，大大简化计算的步骤，系统结构简单，易于实现；其次，将检测系统制作成实际的检测电路，这实现了由理论到实际应用的转变。
附图说明
图1是本发明的一种微弱信号检测电路的示意图。
图2是本发明的一种微弱信号检测电路的原理图。
图3是本发明的一种微弱信号检测电路的电路图。
图4是本发明的信号发生器的示意图。
图5是本发明的实施例的电路原理图。
图6是本发明的实施例系统处于混沌临界状态时的时序图和相图。
图7是本发明的实施例系统处于周期二时的时序图和相图。
具体实施方式
下面结合附图并通过实施例对本发明作进一步的详细说明，以下实施例是对本发明的解释而本发明并不局限于以下实施例。
本发明应用类Lorenz系统来检测微弱正弦信号，将混沌检测系统控制在混沌临界状态，然后加入待测信号，当幅值达到一定阈值时，引起系统发生相轨迹的跃变，迅速由混沌临界状态转变为周期二状态。以便检测出与周期激励同频率的微弱信号。
混沌系统检测电路采用模块化设计理念，由状态方程出发，某一维常微分方程的电路实现形式由四个模块所组成：反相加法电路模块，反相积分电路模块，反相电路模块，乘法器模块。本发明中的类Lorenz 系统是三维混沌系统，因此包括三阶常微分方程。
实际电路中，由于所取电源电压范围是[-12v,+12v]，乘法器的容许电压范围为[-10v,+10v]，运算放大器的容许电压范围为 [-15v,+15v]。为适应此范围，必须对状态变量的动态幅度进行线性比例压缩。在这里将系统三个状态变量做缩小10倍处理： x′＝x/10,y′＝y/10,z′＝z/10，只要将方程中第二阶非线性项xz前面乘以系数10，第三阶非线性项xy前面乘以系数10，这样就可以使得输出混沌信号的幅度降至为原系统的1/10。
利用反相加法电路实现线性项和非线性项的反相相加。一个反相比例电路如图5(a)所示。其中输入信号ui经输入电阻R1送到反相输入端，同相输入端相当于接“地”(又称虚地)。在同相输入端和“地”之间有时会加一个平衡电阻，其作用主要是消除静态电流对输出电压的影响。平衡电阻的取值为R1∥R2。反相加法电路如图5(b)所示，原理和反相比例电路一样，只是有一路或多路输入信号，可以实现多个线性项以及非线性项的相加。
将反相加法电路输出的信号接入反相积分电路。反相积分电路是使输出信号与输入信号的时间积分值成比例的电路，如图5(c)所示。图中，输入电压通过电阻R加在集成运放的反相输入端，并在输出端和反相输入端之间通过电容C引回一个深度负反馈，即可组成基本积分电路。假定反相积分电路的输出为状态变量x,y,z，则输入为输入即形成微分方程的左端。
反相积分电路输出接入反相电路，反相电路的原理跟反相比例电路的原理相同，只是反相输入端的电阻阻值和输出端与反相输入端之间通过的反馈电阻阻值相同。实现了将状态变量x,y,z反相为 -x,-y,-z。
反相积分电路输出的x,y,z以及反相电路输出的-x,-y,-z均可以反馈连接到反相加法电路的输入端，由此形成完整的三阶微分方程电路。电路中的非线性模块是乘法器模块。模拟乘法器是完成乘法运算的集成电路，一般模拟器的输出具有一个增益系数，本次电路中的乘法器AD633增益系数为1/10。图5(d)为二次项乘法电路，可以实现两个输入电压的乘法运算。图5(e)为三次项乘法电路，可以实现三个输入电压的乘法运算。
将待测信号与高斯白噪声通过反相加法器进行叠加，加法器的另一端接信号器，由信号发生器产生周期激励信号即为正弦信号，幅值及频率可调，另外再由三路乘法器、加法器、积分器、反相器，由三路模拟运算电路所组成，分别实现系统变量x,y,z的变量运算，这样构成了混沌检测电路。
线性项和非线性项通过反相加法电路相加，然后输入到反相积分电路，最后进入反相电路。反相积分电路和反相电路输出的状态变量再反馈到反相加法电路。
混沌系统检测电路图如图1，图3所示。图1是电路框图，图3是实际电路图。图1、图3完全对应。该模拟电路主要由十个运算放大器(五个LM358芯片)、三个模拟乘法器(AD633JN芯片)、电阻和电容所构成。其中运算放大器可实现加、减、反相、积分运算，模拟乘法器可实现非线性乘积项的运算。其中A1～A5为反相加法电路模块， B1～B3为反相积分电路模块，C1～C2为反相电路模块，D1～D3为乘法器模块。U1为第一阶微分方程电路，U2为第二阶微分方程电路，U3 为第三阶微分方程电路。
如图1、2、3所示，本发明的一种微弱信号检测电路，包含若干加法器、积分器、反相器和乘法器，加法器1输出端与积分器1输入端连接，积分器1输出端连接反相器1的输入端和乘法器2的一个输入端，反相器1的输出端连接加法器1的一个输入端和乘法器1的一个输入端，乘法器1的输出端连接加法器2的一个输入端，加法器2 的输出端连接积分器2的输入端，积分器2的输出端连接加法器1的另一个输入端、加法器2的另一个输入端和乘法器2的另一个输入端，乘法器2的输出端连接加法器3的一个输入端，加法器3的输出端连接积分器3的输入端，积分器3的输出端连接反相器2的输入端，反相器2的输出端连接加法器5的一个输入端和乘法器3的一个输入端，加法器5的输出端连接加法器3的另一个输入端，乘法器3的输出端连接加法器5的另一个输入端，加法器4的输出端连接乘法器3的另一个输入端，加法器4的输入分别连接待测信号、高斯白噪声和信号发生器，系统输出分别连接加法器2和积分器3的第三输入端。
信号发生器包含DSP芯片、I/O口、电源模块、时钟模块、存储器、D/A转换器和滤波器，I/O口与DSP芯片连接用于I/O接口扩展，电源模块与DSP芯片连接用于提供电路电源，时钟模块与DSP芯片连接用于提供时钟信号，存储器与DSP芯片连接用于存储芯片处理结果， D/A转换器与DSP芯片连接用于将芯片输出的数字信号转化为模拟信号，滤波器与D/A转换器连接用于对信号进行滤波。
DSP芯片型号为TMS320C5402DSP芯片。利用DSP设计的信号发生器运算速度高，可控性好，能保证良好的参数准确度。信号发生模块主要由TMS320C5402DSP芯片、D/A转换器、滤波器构成，系统结构框图如图4所示。本信号发生模块以TMS320C5402这个DSP芯片为核心，通过软件设计由DSP芯片产生正弦信号，这个正弦信号是数字信号，需要通过D/A转换器转换为模拟信号，然后将其通过低通滤波器，使得输出的正弦信号更加平滑，得到的作为混沌检测电路的周期激励信号输入到混沌系统中做后续的微弱信号检测之用。
一种微弱信号检测电路的检测方法，包含以下步骤：
步骤一：信号发生器产生周期激励信号h(t)＝rcos(ωt)、待测微弱信号s(t)＝rscos(ωst)、高斯白噪声n(t)接入到第五运算放大器A5的反相输入端；
步骤二：电路系统状态方程为
考虑到运放的工作电压范围是[-15v,+15v],为适应此范围，必须转换状态变量，x′＝x/10，y′＝y/10，z′＝z/10，t′＝t/10RC，系统状态方程改写为
其中对应系统参数信号发生器产生的周期激励信号为h(t)＝rcos(ωt)，n(t)为高斯白噪声，待测微弱信号为s(t)＝rscos(ωst)，乘法器AD633JN芯片的输出输入关系为：R101＝R102＝2.9kΩ，R103＝R104＝R105＝R106＝R＝10kΩ， C101＝C102＝C104＝C105＝C＝0.1μF，C103＝10nF，R201＝R202＝5kΩ，R203＝1kΩ， R204＝R205＝R＝10kΩ，C201＝C202＝C203＝C204＝C205＝C104＝C105＝C＝0.1μF，C205＝10nF， R301＝1kΩ，R302＝16.7kΩ，R303＝R304＝R305＝R306＝R307＝R308＝R309＝R311＝R313＝R314＝R＝10kΩ，R310＝100kΩ，R312是滑动变阻器，取值范围是(0,20kΩ)；C301＝C302＝C304＝C305＝C306＝C307＝C308＝C309＝C203＝C204＝C＝0.1μF， C303＝10nF。
步骤三：系统参数m由确定，由通过改变滑动变阻器R312 的大小值，可将系统控制在不同的周期态和混沌态下。
本发明的工作原理为，
将低频参数信号x(t)＝s(t)+n(t)通过自相关器得到输出信号的函数表达式为：
其中，T0为待测周期信号周期，τ为延迟时间，Rss(τ)和Rnn(τ)分别为周期信号和白噪声的自相关函数，Rsn(τ)为周期信号与白噪声的互相关函数， Rns(τ)为白噪声与周期函数的互相关函数。根据互相关函数性质,由于信号与噪声不相关,并且噪声平均值为0,得到Rsn(τ)＝Rns(τ)＝0，则有 Rxx(τ)＝Rss(τ)+Rnn(τ)，随着τ增大，Rnn(τ)趋近于零，则对充分大的τ，可得Rxx(τ)＝Rss(τ)。实际中由于积分时间不可能无限长,噪声只能得到一定程度抑制,另外,自相关器输出信号相位为0,由于丢失了信号相位信息,反而方便了检测。
基于类Lorenz系统的微弱信号检测：
类Lorenz系统的微分方程如下：
当初始条件为(0.6,2.2,1.5)，系统参数设置为a＝35，b＝6，c＝20，这个系统呈现为混沌态。
考虑可调多参数时间连续n维系统：
式中：x＝(x1,x2...,xn)为n维系统变量，a＝(a1,a2...,as)为系统的s 个连续可调参数，将其中一参数aλ(aλ>0,1≤λ≤s)选定作为周期微扰动的对象。令
a′λ＝aλ(1+h(t)+m) (3)
其中h(t)＝rcos(ωt)，为周期激励信号，r为幅值，r∈R，且r≠0，ω是频率，当r≠0，m≠0时，假设系统(2)处于一周期态的参数范围为[k1,k2]，即：
k1≤a′λ≤k2 (4)
由(3)可推出，
aλ(1-r+m)<a′λ<aλ(1+r+m) (5)
将(4)式代入(5)式即可得出即 b′＝b(1+h(t)+m)，在类Lorenz系统(1)中，把参数b用b′来代替，得受控系统：
仿真实验：采用四阶Runge-Kutta方法，取系统初始值 x0＝1.2,y0＝0.6,z0＝2.5，参数a＝35,b＝6,c＝20，周期激励信号h(t)的角频率f＝1Hz,ω＝2πf，相位调整适当的两个参数m,r值，系统状态可被控制在不同的周期轨道内。
微弱信号检测模型如式(7)所示：
其中，周期激励信号h(t)＝rcos(ωt)，角频率为ω，幅值为r，待测微弱正弦信号s(t)＝rscos(ωst)，ωs＝ω，即待测信号与周期激励信号同频率，n(t)为功率为0.0001的高斯白噪声。
具体检测过程如下:为检测出在功率为0.0001的高斯白噪声背景中是否存在频率为f＝1Hz的微弱正弦信号,首先,固定参数m＝0.58，周期激励信号角频率ω＝2πf。调整策动力值r＝0.01,此时系统状态为混沌临界状态，其时序图和各平面相图如图6所示。
然后加入功率为0.0001的高斯白噪声到系统的第三个方程中时，系统混沌状态没有发生变化。
将微弱正弦信号添加到系统，调整参数rs由0开始增大，当 rs＝0.0003，系统迅速转为周期二状态，如图7所示。这说明待检测信号中含有频率为1Hz的周期信号。由此可以计算出信噪比
用此方法可检测的信号幅值范围是[0.0003，0.0146]。仿真结果表明，类Lorenz混沌系统对噪声具有免疫性，而对微弱正弦信号十分敏感。对比图6和图7，可以看出，在加入微弱正弦信号后，类 Lorenz混沌系统状态发生了突变，从混沌状态突变变到了周期二状态，即可判断出输入信号中存在微弱正弦信号，且其频率与激励信号的频率相同。正是由于混沌检测系统具备对微弱信号敏感而对噪声免疫的混沌特性，因此可以作为信号检测的有力依据。
本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明所作的举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离本发明说明书的内容或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。