一种用于CVT在线监测的高精度电流采样系统的制作方法

本发明涉及一种用于cvt在线监测的高精度电流采集系统，属于智能变电站设备实时数据采集和在线监测技术领域。

背景技术：

电气设备在长期运行过程中，会逐渐产生绝缘老化、机械疲劳等隐患，导致设备可靠性降低，影响电网可靠稳定运行。长期以来，为了确保电气设备处于良好的工作状态，一般采用周期停电校验方法，可能导致检修不足和过度检修的问题。为了克服停电缺陷，在线监测技术的应用越来越广泛。在线监测有效解决了检修不足和检修过度的问题，节省了大量的人力，还一定程度上提高了设备的可靠性。

目前许多信号采样系统都是将信号采集后，直接发送到上位机进行存储、计算和分析。实践表明，这种方案有一定的局限性：(1)为了进行后续的计算分析，每个采样周期内都需要采集大量的数据，这些数据的传输过程会占用较多上位机和下位机的资源，影响到整个系统的实时性，大量数据的储存和读取对上位机也是一种负担；(2)对采集的数据进行处理所采用的算法本身较为复杂，而上位机的处理能力是固定的，因此采用上位机同时对多通道采集得到的数据进行分析，势必需要增加花销来提高上位机的计算能力，也使得采样通道的数量受到限制。

另一方面，在对智能变电站cvt输出电流进行采样时，通常采用的电流互感器需要串联接入原有线路，侵入式的接线可能会影响cvt的正常运行。考虑到电流互感器饱和特性的影响，要在全量程范围内实现电流的线性检测几乎是不可能的，二次电流往往需要一定的补偿才能较为真实可靠地反映一次电流值。传统的补偿方法分为无源补偿和有源补偿两大类。无源补偿法包括匝数补偿、并联电容补偿等，但这些补偿只能平移误差曲线，不能改变误差曲线的形状。有源补偿则需要增加电子电路，而且结构复杂、调试不便。

技术实现要素：

针对上述问题，本发明提出了一种用于cvt在线监测的高精度电流采样系统，目的在于将模拟量数据采集后，通过dsp对数据进行处理，只将分析结果等极少量数据上传，因此上位机只需承担数据展示的任务，从而提高整个系统的运行效率。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种用于cvt在线监测的高精度电流采样系统，其结构特点在于其特征在于包括信号变换单元、数据采集处理单元和工业计算机；所述信号变换单元，包含多个穿心式电流互感器，多个穿心式电流互感器分别与多个cvt的输出端对应连接，实现非侵入式采样，通过有理式拟合在软件上对电流互感器的输出进行误差补偿；所述数据采集处理单元，包括同步触发模块、采集处理模块和总线组包通信模块；所述同步触发模块基于fpga和卫星导航定位器开发，用于向所述控制转发模块发送秒脉冲以作为同步信号，保证多个采集处理模块同步采样；所述采集处理模块分别与多个穿心式电流互感器的输出端对应连接，多个采集处理模块用于采集多个cvt的三相电流信号；所述采集处理模块包括信号调理模块、a/d转换模块、控制转发模块和数据处理模块；所述信号调理模块包括采样电阻和两级差分放大电路；所述a/d转换模块基于a/d采样芯片开发，根据信号调理模块输出的模拟信号大小，输出对应大小的数字信号；所述控制转发模块基于fpga开发，接收同步触发模块发出的秒脉冲，控制ad芯片采样，获取采样数据并发送给数据处理模块；所述数据处理模块基于dsp开发，接收控制转发模块的采样数据，采用快速傅里叶变换插值算法进行谐波分析，求取基波、3次谐波和5次谐波特征量并发送给总线组包通信模块；所述总线组包通信模块基于fpga开发，接收多个数据处理模块发送的数据并组包，通过以太网将数据包发送给工业计算机；所述工业计算机，与所述总线组包通信模块连接，以接收采集信号并分析，显示cvt的运行状态结果。

所述信号变换单元中，与cvt输出相连的载流导线从穿心式电流互感器的中心穿过，实现非侵入式接线，穿心式电流互感器的感应电势输出为：

其中，n1为线圈匝数，a为环形骨架厚度，μ为环形骨架介质磁导率，r1、r2分别为环形骨架的外半径和内半径，i1为被测电流。

所述采集处理模块中，采用基于有理式拟合的误差补偿方法；对预先试验测得的比差曲线和角差曲线进行拟合，再对采样系统测量比差和角差进行误差补偿；具体步骤为：(1)测得电流互感器二次输出的比差曲线和角差曲线；(2)采用有理式拟合对比差曲线和角差曲线进行拟合；(3)根据拟合公式在软件上对比差和角差进行误差补偿，有理式拟合的表达式为：

其中，y为测量比差和角差，x为穿心式电流互感器输出的二次电流，p1、p2、p3、p4、p5、q1、q2为常数参量，每个穿心式电流互感器有不同的常数参量。

所述数据处理模块中，快速傅里叶变换插值算法对数据进行分析的方法如下：应用高性能窗函数，汉宁窗函数的时域形式为：

其中，n为模数转换采样点数；

窗函数对应的频域表达式为：

其中，主瓣函数为ω为频率；

用汉宁窗对信号x(n)进行加权截断，得到离散加窗信号xw(n)：

xw(n)＝x(n)*w(n),n＝0,1,2,…,n-1(5)

其中，x(n)为ad芯片采样值序列；

x(n)的频谱x(e^jω)为：

因此xw(n)的频谱xw(e^jω)为：

将频谱xw(e^jω)以频率为横轴、幅值为纵轴绘制直角坐标图，找出幅值最大的谱线为k1，左右两谱线的频率分别为k1-1和k1+1，记则可以近似得到基波幅值和频率的估计公式；

频率偏差为：

基波信号的幅值ah估计为：

基波信号的频率估计为：

其中，fs为模数转换采样频率；

基波信号的相位估计为：

已知基波频率后，三次谐波的频率在3f1附件；在3f1附近寻找幅值最大的谱线记为k3，左右两条谱线的频率分别为k3-1和k3+1，依此可求取五次谐波特征量。

所述工业计算机安装分析软件，所述分析软件包括事件产生部分、数据接收部分、数据分析部分、数据库存储部分和数据复现部分；所述事件产生部分通过事件结构来对人机交互界面的指令做出响应，并向其他四个部分发出相应控制指令；所述数据接收部分对计算机网卡进行动态数据监听，并解析出有效数据发送给数据分析部分；所述数据分析部分对现场采集的监测数据进行实时分析处理并显示，同时将数据发送到数据库储存部分；所述数据库储存部分将数据即时储存入数据库，储存在计算机的rom中；所述数据复现部分用于查询出数据库中的原始数据。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：1、本发明具备自动化的特性，能够在智能变电站环境下长期稳定运行，不需要人为看管；2、本发明中采用微型穿心式电流互感器对cvt输出电流进行采样，并对采样结果进行误差补偿，保证采样精度的同时实现非侵入式采样，避免影响cvt的正常运行；3、本发明中，数据采集处理单元能够对采集的数据进行快速傅里叶变换插值算法，然后将运算结果组包后发送给工业计算机，大大减少了工业计算机的运算量，能够对多个cvt同时进行监测；4、本发明终端工业计算机软件部分基于图形化设计，接收到数据后生成图表，能够直观监测cvt运行状态。

附图说明

图1为本发明的原理结构示意图；

图2为穿心式电流互感器示意图；

图3为信号变换单元连线示意图；

图4为穿心式电流互感器比差曲线拟合示意图；

图5为穿心式电流互感器角差曲线拟合示意图；

图6为误差补偿前和补偿后的比差曲线；

图7为误差补偿前和补偿后的角差曲线；

图8为数据采集处理单元各模块相对位置示意图；

图9为采集处理模块结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行进一步详细的介绍，参考附图所示，本发明公开了一种用于cvt在线监测的高精度电流采样系统的实施例，其包括信号变换单元、数据采集处理单元和工业计算机。

信号变换单元包括24个穿心式电流互感器，穿心式电流互感器用于将cvt的输出电流变换为适用于所述电流采集处理模块输入量程的小电流信号。优选的，所述电流互感器为微型穿心式电流互感器，以实现非侵入式采样，变比为5a/5ma。穿心式电流互感器结构如图2所示，互感器线圈1均匀绕在环形骨架2上，载流导线3垂直于互感器线圈1所在的平面。每3个电流互感器与1个cvt的电流输出端对应连接，载流导线从穿心式电流互感器的中心垂直穿过，如图3所示。穿心式电流互感器的感应电势输出为：

其中，n1为线圈匝数，a为环形骨架厚度，μ为环形骨架介质磁导率，r1、r2分别为环形骨架的外半径和内半径，i1为被测电流。

对电流互感器进行误差补偿的步骤为：(1)测得电流互感器二次输出的比差曲线和角差曲线；(2)采用有理式拟合对比差曲线和角差曲线进行拟合，一电流互感器的比差曲线如图4所示，角差曲线的拟合如图5所示；(3)根据拟合公式在软件上对比差和角差进行误差补偿，补偿后比差曲线如图6所示，角差曲线如图7所示。有理式拟合在本实施例中的一般表达式为：

其中，y为测量比差和角差，x为穿心式电流互感器输出的二次电流，p1、p2、p3、p4、p5、q1、q2为常数参量，每个穿心式电流互感器有不同的常数参量。

数据采集处理单元包括同步触发模块、采集处理模块和总线组包通信模块，各个模块之间的相位位置如图8所示。

同步触发模块基于fpga和卫星定位导航器开发，fpga型号为ep4ce6e22c8n，卫星定位导航器型号为atgm332d。同步触发模块可工作于外同步和内同步两种工作模式下。工作模式为外同步时，转发外部输入时钟信号。工作模式为内同步时，转发卫星导航定位器输出的秒脉冲；如果2s内没有检测到卫星导航定位器的秒脉冲输出，同步触发模块根据内部晶振生成秒脉冲信号并输出；如果根据内部晶振产生秒脉冲时，检测到卫星导航定位器的秒脉冲输出，转发卫星导航定位器秒脉冲。同步触发模块具备高精度守时功能。

采集处理模块结构如图9所示，包括信号调理模块、a/d转换模块、控制转发模块和数据处理模块。信号调理模块包括高精度低温漂采样电阻和两级差分放大电路。第一级差分放大电路基于运算放大器opa227，以增大输入阻抗，减小信号损耗；第二级差分放大电路基于运算放大器ths5421.以减小输入信号的共模干扰。

a/d转换模块基于a/d采样芯片开发，型号为a/ds1278，该芯片具有8个输入引脚，采样率设置为10khz，用于采集6路电压信号。每秒采样1024次，然后停止采样等待下一次触发信号。

控制转发模块基于fpga开发，fpga型号为ep4ce6e22c8n。控制转发模块接收同步触发模块的同步信号，控制ad转换模块采样，并读取采样数据发送给数据处理模块。

信号处理模块基于dsp开发，dsp型号为tms320c6748。数据处理模块接收控制转发模块发送的数据，采用快速傅里叶变换插值算法对数据进行分析。计算三相信号基波和谐波的频率、幅值、相位，并将计算结果组帧发送给总线组包通信模块。由于快速傅里叶变换这种经典方法会使得信号产生频谱泄露和栅栏效应，严重影响谐波参数的检测精度，因此需要应用高性能窗函数。汉宁窗函数的时域形式为：

其中，n为模数转换采样点数；

窗函数对应的频域表达式为：

其中，主瓣函数为ω为频率。

用汉宁窗对信号x(n)进行加权截断，得到离散加窗信号xw(n)：

xw(n)＝x(n)*w(n),n＝0,1,2,…,n-1(16)

其中，x(n)为ad芯片采样值序列；

x(n)的频谱x(e^jω)为：

因此xw(n)的频谱xw(e^jω)为：

将频谱xw(e^jω)以频率为横轴、幅值为纵轴绘制直角坐标图，找出幅值最大的谱线为k1，左右两谱线的频率分别为k1-1和k1+1，记则可以近似得到基波幅值和频率的估计公式。

频率偏差为：

基波信号的幅值ah估计为：

基波信号的频率估计为：

其中，fs为模数转换采样频率。

基波信号的相位估计为：

已知基波频率后，三次谐波的频率在3f1附件。在3f1附近寻找幅值最大的谱线记为k3，左右两条谱线的频率分别为k3-1和k3+1，剩余过程和求取基波特征量的过程类似。同理可求取五次谐波特征量。

总线组包通信模块基于fpga开发，fpga型号为ep4ce6e22c8n。总线组包通信模块接收多个数据采集处理模块输出的数据信息，对其重新解码和组包，发送给工业计算机。

工业计算机，与所述总线组包通信模连接，用以接收、分析收到的信号并显示ctv的运行状态结果，完成cvt运行故障的监测，并将数据实时保存入数据库便于查看和复现运行状况。所述分析软件使用labview编写，程序采用多层生产者/消费者结构，包括事件产生部分、数据接收部分、数据分析部分、数据库储存与复现部分。其中事件产生部分通过事件结构来对程序前面板人机交互界面的指令做出响应，并向其他三个循环发出相应控制指令；数据接收部分使用了基于winpcap函数库的函数编写的动态链接库，实现对计算机网卡的动态数据监听，并解析出有效数据；数据分析部分对现场采集的监测数据进行实时分析处理，获得现场电压互感器的实际运行状态，实时将分析结果以图表和波形图的方式直观的在工业计算机屏幕上显示，若分析得出互感器运行状态异常则发出异常警告，同时分析出异常状况的可能原因，及时提醒现场值班人员进行维护和处理；数据库储存与复现部分使用sql应用程序接口，将数据即时储存入sql数据库，储存在计算机的rom中，即使遇到计算机断电故障也不会丢失数据，同时该模块提供了数据查询复现部分，可以使用sql查询语句从数据库中调用出相关数据进行查看和处理。四个并行循环各自运行，互不依赖，仅在内存缓冲区中通信数据，保障了数据链路的完整和稳定。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式和有效性进行了描述和验证，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。