一种雷达通信一体化信号设计方法与流程

本发明属于信号处理技术领域，尤其涉及一种雷达通信一体化信号设计方法。

背景技术：

为了适应战场复杂电磁环境的需求，作战平台所配备的电子装备不断增多，然而电子装备的增加不仅消耗了大量的系统资源，而且不同的电子装备之间也会产生相互干扰，导致系统整体性能下降。多功能综合一体化电子系统概念的提出，可有效地解决上述问题。该系统可使各功能共用系统资源，从而减少平台装备数量，减轻了相互间的干扰，提高了系统的可靠性。

实现雷达通信一体化的关键是设计可同时满足雷达与通信功能的信号波形。近年来，该领域的研究已取得了许多成果。现有的设计方案主要分为两大类：一类是采用复用技术的一体化波形设计方案，一类是采用共用技术的一体化波形设计方案。采用复用技术的一体化波形设计主要分为时分复用、频分复用、空分复用与码分复用四种方式。但该类技术并没有实现雷达与通信功能在某一资源域的完全共享，并且复用波形在接收端需要进行分离处理，分离质量对雷达探测与通信信息恢复都会产生很大影响。

采用信号共用的一体化波形设计方案主要分为两种方式，一是直接采用通信信号作为一体化信号，通过实现对目标的探测，满足雷达功能。二是在已有雷达波形的基础上，对其参数或波形本身进行通信信息调制，使其同时实现两种功能。针对第一类方案，一种基于正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)信号的雷达通信一体化信号模型被提出，通过增加ofdm信号子载波个数，改善其目标检测性能，但该方法在提升雷达探测性能的同时会带来频谱利用率低与多普勒敏感的问题。针对第二类方案，基于不同调频率的chirp信号之间的正交性研究发现，采用主载波进行雷达探测，副载波通过不同调频率表征不同码元实现信息传递，一体化信号由主副载波叠加而成，可实现雷达相干积累处理。但该信号在叠加后包络不恒定，且为了提升通信误码率性能需要增大发射信号的带宽。而另外一种方法是通过改变雷达步进频信号的子脉冲频率实现通信信息的调制，并设置频率扩展系数以调整不同功能间的资源配比，但所设计信号自相关旁瓣较高，且通信速率的提高需要牺牲通信误码率性能。第三种方法在ofdm雷达信号的基础上，通过随机频率捷变的方式传输通信信息，但该方法通信速率较低，且同样误码率性能会受到通信速率的影响。这三种方法均是以传统雷达线性调频(linearfrequencymodulation，lfm)信号作为载波，在一个lfm脉冲内通过不同调频或调相方式进行通信信息调制，在满足雷达探测要求的同时提高了通信速率，但此类方法的共同问题就是所设计信号自相关旁瓣较高，影响多目标检测性能。

技术实现要素：

针对上述现有技术的问题，本发明的目的在于提供雷达通信一体化信号设计方法，以提高低占空比脉冲发射形式下的通信速率，所设计信号波形具有包络恒定的特点，满足雷达大功率发射的要求，且能在不损失雷达主瓣能量、距离与速度分辨率以及兼顾通信可靠性的前提下，可实现低于-35db的自相关旁瓣。

实现本发明的技术方案为：

本发明根据非线性调频信号本身具有低旁瓣、无需在接收端进行加窗处理；连续相位调制具有相位连续以及调制包络恒定的特点，设计了一种非线性调频信号连续相位调制相结合的雷达通信一体化信号设计方法。nlfm信号作为载波进行通信信息调制，采用经典的基于逗留相位原理的窗函数设计得到，结合cpm调制方式进行信息调制，通过对cpm调制参数进行调节，可在设计一体化信号时对信号的探测与通信性能进行灵活地调节。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案予以实现。

一种雷达通信一体化信号设计方法，所述方法包括如下步骤：

步骤1，确定进行通信信息调制的非线性调频信号；

步骤2，确定进行通信信息调制的连续相位调制基带信号；

步骤3，根据所述非线性调频信号和所述连续相位调制基带信号，得到非线性调频连续相位调制的雷达通信一体化信号。

本发明技术方案的特点和进一步的改进为：

(1)所述步骤1具体包括如下子步骤：

确定进行通信信息调制的非线性调频信号snlfm：

其中，a1为非线性调频信号的幅度，rect(·)为矩形脉冲，且tp为非线性调频信号的时宽，fc为非线性调频信号的载频，为非线性调频信号的相位函数，t为时间，j为虚数单位。

(2)非线性调频信号的相位函数的确定过程为：

(1a)所述非线性调频信号采用基于逗留相位原理的窗函数设计方法得到，其中采用的窗函数为hamming窗，所述hamming窗的频域函数w(f)表达式为：

其中，f为频率，b为非线性调频信号的带宽；

(1b)对所述hamming窗的频域函数w(f)进行积分得到非线性调频信号的群时延函数t(f)：

其中，k为常系数；

(1c)对所述非线性调频信号的群时延函数t(f)求反函数，得到非线性调频信号的调频函数f(t)：

f(t)＝t^-1(f)0≤t≤tp

其中，t^-1(f)表示求t(f)的反函数；

(1d)对所述非线性调频信号的调频函数进行积分，得到所述非线性调频信号的相位函数：

(3)所述步骤2具体为：

确定进行通信信息调制的连续相位调制基带信号scpm：

scpm＝a2rect(t/tp)exp[j(φ(t，i)+φ0)]

其中，a2为连续相位调制基带信号的幅度，rect(·)为矩形脉冲，且tp为连续相位调制基带信号的时宽，φ0为连续相位调制基带信号的初相，φ(t，i)为对连续相位调制基带信号进行码元调制后的相位信息。

(4)所述对连续相位调制基带信号进行码元调制后的相位信息φ(t，i)，其表达式为：

其中，n为码元个数，ts为码元时宽，φ(t，in)为第n个码元调制后的相位。

(5)步骤3具体为：

根据所述非线性调频信号snlfm和所述连续相位调制基带信号scpm，得到非线性调频连续相位调制的雷达通信一体化信号s(t)：

其中，a为非线性调频连续相位调制的雷达通信一体化信号的幅度，rect(·)为矩形脉冲，且tp为非线性调频连续相位调制的雷达通信一体化信号的时宽，fc为非线性调频信号的载频，为非线性调频信号的相位函数，t为时间，j为虚数单位，φ0为连续相位调制基带信号的初相，φ(t，i)为对连续相位调制基带信号进行码元调制后的相位信息。

本发明与现有技术相比具有以下优点：(1)本发明采用的nlfm信号是一种调频率不为常数的大时宽带宽积信号，其本身具有低旁瓣的特点，无需在接收端进行加窗处理，理论上可在不损失信噪比的情况下提升一体化信号的自相关旁瓣性能。(2)本发明采用的cpm调制技术主要应用于军事通信领域，其调制相位连续和调制包络恒定的特点，使得该调制方式具有高频谱利用率和满足大功率发射的优点。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明的实现流程图；

图2是本发明的模糊函数图；

图3是本发明仿真的归一化多普勒容限随调制指数变化曲线图；

图4是本发明仿真的误码率-信噪比曲线图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参照图1，本发明的实现步骤如下：

步骤1，确定进行通信信息调制的载波nlfm信号snlfm。

nlfm信号snlfm表达式为：

其中，a1为非线性调频信号的幅度，rect(·)为矩形脉冲，且tp为非线性调频信号的时宽，fc为非线性调频信号的载频，为非线性调频信号的相位函数，t为时间，j为虚数单位。本发明实施例中nlfm信号采用经典的基于逗留相位原理的窗函数设计方法得到。所选用窗函数为hamming窗。hamming窗频域函数表达式为：

式中b为非线性调频信号带宽。对给定的窗函数w(f)通过积分得到信号的群时延函数t(f)，即：

常系数k根据具体的时延和频率偏移确定。对t(f)求反函数，可得到nlfm信号的调频函数为：

f(t)＝t^-1(f)，0≤t≤tp

对调频函数积分即可得到nlfm信号相位函数为：

步骤2，确定信息调制方式为cpm调制，cpm基带信号为scpm。

cpm基带信号为scpm表示如下：scpm＝a2rect(t/tp)exp[j(φ(t，i)+φ0)]

其中，a2为连续相位调制基带信号的幅度，rect(·)为矩形脉冲，且tp为连续相位调制基带信号的时宽，φ0为连续相位调制基带信号的初相，φ(t，i)为对连续相位调制基带信号进行码元调制后的相位信息，其表达式为：

其中，n为码元个数，ts为码元时宽，φ(t，in)为第n个码元调制后的相位，其表达式为：

其中in表示码元序列，in∈{±1，±3，...，±(m-1)}，m为进制数，h为调制指数，l为关联长度。q(t)为码元脉冲函数g(t)的积分，即g(t)的函数形式通常采用矩形脉冲函数、升余弦脉冲函数或高斯型脉冲函数等。持续时间为lts。

步骤3，根据确定的cpm对nlfm信号进行连续相位调制可得nlfm-cpm一体化信号：

其中，a为非线性调频连续相位调制的雷达通信一体化信号的幅度，rect(·)为矩形脉冲，且tp为非线性调频连续相位调制的雷达通信一体化信号的时宽，fc为非线性调频信号的载频，为非线性调频信号的相位函数，t为时间，j为虚数单位，φ0为连续相位调制基带信号的初相，φ(t，i)为对连续相位调制基带信号进行码元调制后的相位信息。

步骤4，根据所得nlfm-cpm一体化信号s(t)得到模糊函数χ(τ，fd)。

模糊函数χ(τ，fd)表示如下：

式中，s(t)为发射信号，s^*(t)为s(t)的共轭，τ为时间延迟，fd为多普勒频移。

步骤5，根据发射信号s(t)得接收信号为sr(t)。

接收信号为sr(t)：

式中ar为接收信号幅度，n(t)为零均值高斯白噪声。

步骤6，对接收信号为sr(t)进行分离得cpm基带信号sd(t)

cpm基带信号sd(t)：

步骤7，对cpm基带信号sd(t)解调获得码元序列输出。

对于cpm信号的解调实现，可以在特定准则下采用一些搜索算法在网格中搜索找到传输的序列。本发明实施例采用基于最大似然理论的viterbi算法，其中定义相关度量为：

式中为所有可能传输的序列之一，在(n+1)ts时刻，对每个相位状态节点，分别计算m个到达分支的相关度量之后比较每个分支的度量值，并舍弃度量增量较小的m-1条路径，每个节点仅留下一条路径进入下一符号间隔的计算，这样直到网格搜索结束，回溯幸存路径所保存的数据，即可得到解调后的码元序列输出。

本发明的效果可通过以下仿真实验进一步说明。

1、仿真参数：

nlfm-cpm一体化信号利用cpm调制方式进行波形设计时选用的码元脉冲函数g(t)为矩形脉冲，选取关联长度l＝2，选取码元个数为5，定义模糊函数主瓣峰值随多普勒频率衰减的3db带宽与信号带宽之比为归一化的信号多普勒容限。

参数设置如表1：

表1系统仿真参数

2、仿真内容：

仿真1，在上述仿真参数下，利用本发明方法，对nlfm-cpm一体化信号模糊函数进行仿真，结果如图2所示。

由图2可以看出，nlfm-cpm一体化信号模糊函数呈现出图钉状特性，能够同时具备速度与距离的无模糊分辨力。

仿真2，在上述仿真参数下，采用本发明方法，对信号多普勒容限仿真，结果如图3所示。

由图3可以看出，随着调制指数h的逐渐增大，信号多普勒容限并无显著变化，具有一定的稳健性，满足探测需求。

仿真3，在上述仿真参数下，采用本发明方法，对通信性能仿真，结果如图4所示。

由图4可以看出，当调制指数h分别为1/2，1/4，1/6，1/8，1/10时，相同信噪比下误码率会随着h的增大而减小，误码率性能得到改善，理论上可保证通信的可靠性。

上述仿真验证了本发明的正确性、有效性和可靠性。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：rom、ram、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。