一种可消除多径噪声信道下符号间干扰的超宽带定位系统的制作方法
本发明属于超宽带无线定位系统领域，尤其是一种可消除多径噪声信道下符号间干扰的超宽带定位系统。
背景技术：
基于位置识别的服务(locationbasedservices，lbs)关系到国家安全、经济发展和社会民生，在新一代信息技术这一战略性新兴产业中，具有举足轻重和不可或缺的地位，在物联网、智慧地球、节能减排、救灾减灾等领域发挥着重要的基础。实现lbs的关键是定位技术。随着智能手机和移动互联网的迅速普及，人们对室内外高精度定位导航的需求正呈现爆发式增长趋势。
全球定位系统(globalpositioningsystem，gps)在室内的信号覆盖度差，可靠性低，定位效果并不理想。目前室内无线定位技术有基于红外线、超声波、蓝牙、超宽带、射频识别、wifi、可见光通信等，但红外线定位技术需要部署大量发射器和接收器，复杂度高、功耗大、成本高，超声波通常需要其他无线通信技术辅助，硬件开销较大，蓝牙设备的性能不够稳定，耗电量比较大，射频识别rfid和wifi也需要专门部署网络，投入大量的建设成本。超宽带(ultrawideband,uwb)技术因具有高速率、高性能、低截获和检测概率，抗多径及系统复杂度低等特点，在无线室内定位中脱颖而出。
脉冲无线电是超宽带技术的主要实现方式之一。脉冲无线电利用亚纳秒级极短脉冲、具有ghz量级带宽的无载波通信技术。因此，uwb无线信道是高频率选择性的。在接收信号中有大量可解析的多路径分量。超过30秒的延迟是相当普遍的。uwb技术应用于无线个人区域网络(wpans)，其数据速率超过110mbps，即使没有编码或扩展，对应的符号周期也小于10纳秒。因此，超宽带技术的符号间干扰(intersymbolinterference，简称isi)不可避免。超宽带定位技术可以分为四种：基于信号到达角度法(angleofarrival,aoa)、基于接收信号强度法(receivedsignalstrength,rss)、基于信号到达时间法(timeofarrival,toa)、基于信号到达时间差法(timedifferenceofarrival,tdoa)[2]。其中,toa/tdoa法利用了uwb信号良好的时间分辨率特性,可以满足精确定位的需求。信号的多径效应是影响uwb定位精度的主要因素。多径效应会影响超宽带信号直达路径(directpath,dp)的检测,从而造成toa估计误差，鉴别和消除多径引进的isi干扰是提高超宽带定位精度的难点之一。
对付isi的传统方法是采用数字均衡器。然而，超宽带脉冲无线电信号带宽超宽，模数转换需要超高的采样速率，实现困难且代价高；其次，由于uwb脉冲超低的占空比和极短的脉冲宽度，在高速率下需要相当大数量的均衡器节点且均衡速率超高。这些都造成了超宽带脉冲无线电符号间干扰isi消除的严重障碍。
技术实现要素：
本发明的目的在于提出了一种基于小波变换的可消除多径噪声信道下符号间干扰的超宽带定位系统。本发明方案无需预先获取信道信息或信道估计，无需模数转换。所期望的信号脉冲与干扰脉冲可通过本方法进行区别并精确确定位置。定位基站的接收机脉冲检测时不再使用传统的接收脉冲，而是使用小波变换及高通滤波后生成的信号尖峰。
为了实现上述的技术目的，本发明采用的技术方案为：
一种可消除多径噪声信道下符号间干扰的超宽带定位系统，其包括：
uwb定位标签，发出超宽带信号脉冲，用于回传定位数据；
uwb定位基站，用于接收uwb定位标签发出的超宽带信号脉冲，其具有isi消除器，所述的isi消除器用于消除超宽带脉冲无线电多径符号间干扰，即对所述uwb定位基站所接收的超宽带信号脉冲进行小波变换，然后，对小波变换后的超宽带信号脉冲进行高通滤波，以获得尖峰脉冲信号，继而，搜索该尖峰脉冲信号的第k个最大值，并确定其时域位置，k初始值取1，而后，将该时域位置的含尖峰脉冲信号的信号尖峰提取出，再将其发送给定位服务器；
定位服务器，用于接收uwb定位基站发送的含尖峰脉冲信号的信号尖峰，并将该信号尖峰与模版信号进行相关，若相关值大于预先确定的阈值，则该信号尖峰为所需信号尖峰，则做出最终判决，否则丢弃该信号尖峰，并判断k是否小于预先设定的此数值n,若k小于预先设定的次数值n，则令k＝k+1，并通过uwb定位基站的isi消除器重新提取信号尖峰，直至提取的信号尖峰与模板信号的相关值大于预先确定的阈值，而后进行判决，并生成定位信息；
数据服务器，用于存储地图信息；
呈现服务器，用于关联定位服务器生成的定位信息与数据服务器存储的地图信并生成可视化定位信息。
进一步，所述的uwb定位基站为若干个，其中，uwb定位标签发出的超宽带信号脉冲被3个uwb定位基站所接收处理。
优选的，所述的定位服务器通过到达时间差tdoa定位算法进行生成定位信息，其具体方法如下：
(1)将定位服务器收到3个uwb定位基站所发出信号脉冲的时刻设为w1，w2，w3；3个uwb定位基站到定位服务器的线上时延设为τ1，τ2，τ3；然后可推导出3个uwb定位基站收到信号脉冲的时刻t1，t2，t3分别为：
t1＝w1-τ1；
t2＝w2-τ2；
t3＝w3-τ3；
(2)将uwb定位标签向对应3个uwb定位基站发送信号脉冲的时刻设为t0，然后结合各个定位基站接收到信号脉冲的时刻计算出不同的到达时刻toa为：
t1＝t1-t0；
t2＝t2-t0；
t3＝t3-t0；
(3)结合不同基站的到达时刻toa计算到相互两个基站间的tdoa为：
t12＝t1-t2；
t23＝t2-t3；
t13＝t1-t3；
(4)结合3个uwb定位基站对应计算所得的tdoa和其对应的坐标位置，计算得到发送信号脉冲的uwb定位标签的位置。
优选的，对所述uwb定位基站所接收的超宽带信号脉冲进行小波变换的具体方式如下：
考虑isi的情况，即接收到的超宽带信号脉冲受到干扰脉冲及噪声的影响，接收到的受干扰的超宽带信号脉冲可以表示为：
r(t)＝s(t)+i(t)+n(t)
其中，s(t)为信号脉冲，i(t)为干扰脉冲，n(t)为高斯白噪声；
通过小波变换得到
wr(u)＝ws(u)+wi(u)+wn(u)
其中：
ws(u)＝dscsw(u)＝ωs(u)+δs(u)
δs(u)＝dscsδ(u)
ωs(u)＝dscsω(u)；
wi(u)＝ωi(u)+δi(u)
ωi(u)＝diciω(u-t0)
δi(u)＝diciδ(u-t0)；
δ(u)＝g(tc+u)+g(tc-u)
其中，有用信号数据ds∈{+1,-1}；cs表示信号脉冲s(t)的幅值；干扰数据di∈{+1,-1}，ci表示干扰脉冲i(t)的幅值，t0是s(t)和i(t)的间隔时间；尺度因子为a且a＜＜1。
优选的，所述的尖峰脉冲信号包括两个信号尖峰和两个干扰尖峰。
优选的，所述信号尖峰和干扰尖峰的幅值比等于信号脉冲和干扰脉冲的幅值比，即：
其中，cs表示信号脉冲的幅值，ci表示干扰脉冲的幅值。
优选的，信号尖峰与干扰尖峰之间的时间延迟等于信号脉冲与干扰脉冲之间的延迟时间。
进一步，所述的uwb定位基站还具有信号搜索模块和信号窗口模块；所述的信号搜索模块用于搜索高于预设门限值的接收信号，并确定其时域位置；所述的信号窗口模块采用信号窗口完整截取所述信号搜索模块搜索的超宽带信号脉冲，且该信号窗口大小为发射信号宽度的两倍，在该时域位置通过信号窗口将含尖峰脉冲信号的信号尖峰提取出来所采用的信号窗口大小不小于信号尖峰的宽度。
进一步，所述的uwb定位基站具有定位接收机射频前端系统，其包括按超宽带信号脉冲输入方向依序设置带通滤波器、低噪声放大器、带通滤波器、主放大器、自动增益放大器、isi消除器和信号脉冲检测模块。
进一步，所述的uwb定位标签为有源标签，不同uwb定位标签均配置有编号唯一的id号。
采用上述的技术方案，本发明与现有技术相比较，其具有的有益效果为：
(1)本发明方案无需使用转换速率超高的数模转换器，克服了超宽带信号因带宽超高数模转换困难的障碍，便可实现多径噪声信道下isi消除，提升定位精度；
(2)本发明方案无需收集信道信息或进行复杂的信道估计，无需进行复杂度及速率超高的均衡操作；
(3)本发明方案的isi消除器可以对抗任意多个混合多径信号的干扰；
(4)本发明方案符号间干扰消除算法无需判决反馈，避免了误差的传播；
(5)本发明方案所设计的isi干扰消除算法不受接收机模型及定位算法等限制，便于推广应用。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明方案做进一步的阐述：
图1为本发明系统的简要实施示意图；
图2为本发明系统实施例的超宽带脉冲信号在室内无线信道传输的模拟，其中，发送信号的重复周期是10ns；
图3为本发明系统的uwb定位基站的定位接收机射频前端系统的简要系统框图；
图4为本发明小波变换及高通滤波后各相关函数的波形：图4(a)为f(u)波形,图4(b)为ω(u),图4(c)为g(u)波形,图4(d)为δ(u)波形,图4(e)为w(u)，图4(f)为
图5为超宽带脉冲无线电多径噪声信道下符号间干扰isi消除方案的系统框架图；
图6为本发明多径噪声信道下符号间干扰消除的的实施方案，其中，图6(a)为接收到的有符号间干扰和噪声的复合脉冲r(t),(r(t)的snir＝1.82db)；图6(b)为当a＝0.008和tc＝2.5时的小波变换波形wr(u)；图6(c)为尖峰脉冲
具体实施方式
如图1所示，本发明一种可消除多径噪声信道下符号间干扰的超宽带定位系统，其包括：
uwb定位标签，发出超宽带信号脉冲，用于回传定位数据；
uwb定位基站，用于接收uwb定位标签发出的超宽带信号脉冲，其具有isi消除器，所述的isi消除器用于消除超宽带脉冲无线电多径符号间干扰，即对所述uwb定位基站所接收的超宽带信号脉冲进行小波变换，然后，对小波变换后的超宽带信号脉冲进行高通滤波，以获得尖峰脉冲信号，继而，搜索该尖峰脉冲信号的第k个最大值，并确定其时域位置，k初始值取1，而后，将该时域位置的含尖峰脉冲信号的信号尖峰提取出，再将其发送给定位服务器；
定位服务器，用于接收uwb定位基站发送的含尖峰脉冲信号的信号尖峰，并将该信号尖峰与模版信号进行相关，若相关值大于预先确定的阈值，则该信号尖峰为所需信号尖峰，则做出最终判决，否则丢弃该信号尖峰，并判断k是否小于预先设定的此数值n,若k小于预先设定的次数值n，则令k＝k+1，并通过uwb定位基站的isi消除器重新提取信号尖峰，直至提取的信号尖峰与模板信号的相关值大于预先确定的阈值，而后进行判决，并生成定位信息；
数据服务器，用于存储地图信息；
呈现服务器，用于关联定位服务器生成的定位信息与数据服务器存储的地图信并生成可视化定位信息。
进一步，所述的uwb定位基站为若干个，其中，uwb定位标签发出的超宽带信号脉冲被3个uwb定位基站所接收处理。
优选的，所述的定位服务器通过到达时间差tdoa定位算法进行生成定位信息，其具体方法如下：
(1)将定位服务器收到3个uwb定位基站所发出信号脉冲的时刻设为w1，w2，w3；3个uwb定位基站到定位服务器的线上时延设为τ1，τ2，τ3；然后可推导出3个uwb定位基站收到信号脉冲的时刻t1，t2，t3分别为：
t1＝w1-τ1；
t2＝w2-τ2；
t3＝w3-τ3；
(2)将uwb定位标签向对应3个uwb定位基站发送信号脉冲的时刻设为t0，然后结合各个定位基站接收到信号脉冲的时刻计算出不同的到达时刻toa为：
t1＝t1-t0；
t2＝t2-t0；
t3＝t3-t0；
(3)结合不同基站的到达时刻toa计算到相互两个基站间的tdoa为：
t12＝t1-t2；
t23＝t2-t3；
t13＝t1-t3；
(4)结合3个uwb定位基站对应计算所得的tdoa和其对应的坐标位置，计算得到发送信号脉冲的uwb定位标签的位置。
优选的，对所述uwb定位基站所接收的超宽带信号脉冲进行小波变换的具体方式如下：
考虑isi的情况，即接收到的超宽带信号脉冲受到干扰脉冲及噪声的影响，接收到的受干扰的超宽带信号脉冲可以表示为：
r(t)＝s(t)+i(t)+n(t)
其中，s(t)为信号脉冲，i(t)为干扰脉冲，n(t)为高斯白噪声；
通过小波变换得到
wr(u)＝ws(u)+wi(u)+wn(u)
其中：
ws(u)＝dscsw(u)＝ωs(u)+δs(u)
δs(u)＝dscsδ(u)
ωs(u)＝dscsω(u)；
wi(u)＝ωi(u)+δi(u)
ωi(u)＝diciω(u-t0)
δi(u)＝diciδ(u-t0)；
δ(u)＝g(tc+u)+g(tc-u)
其中，有用信号数据ds∈{+1,-1}；cs表示信号脉冲s(t)的幅值；干扰数据di∈{+1,-1}，ci表示干扰脉冲i(t)的幅值，t0是s(t)和i(t)的间隔时间；尺度因子为a且a＜＜1。
结合图2，优选的，所述的尖峰脉冲信号包括两个信号尖峰和两个干扰尖峰。
优选的，所述信号尖峰和干扰尖峰的幅值比等于信号脉冲和干扰脉冲的幅值比，即：
其中，cs表示信号脉冲的幅值，ci表示干扰脉冲的幅值。
优选的，信号尖峰与干扰尖峰之间的时间延迟等于信号脉冲与干扰脉冲之间的延迟时间。
进一步，所述的uwb定位基站还具有信号搜索模块和信号窗口模块；所述的信号搜索模块用于搜索高于预设门限值的接收信号，并确定其时域位置；所述的信号窗口模块采用信号窗口完整截取所述信号搜索模块搜索的超宽带信号脉冲，且该信号窗口大小为发射信号宽度的两倍，在该时域位置通过信号窗口将含尖峰脉冲信号的信号尖峰提取出来所采用的信号窗口大小不小于信号尖峰的宽度。
结合图3，进一步，所述的uwb定位基站具有定位接收机射频前端系统，其包括按超宽带信号脉冲输入方向依序设置带通滤波器、低噪声放大器、带通滤波器、主放大器、自动增益放大器、isi消除器和信号脉冲检测模块。
进一步，所述的uwb定位标签为有源标签，不同uwb定位标签均配置有编号唯一的id号。
以下为本发明方案的具体实现的总体思路过程：
本发明是通过基于小波变换消除多径噪声信道下超宽带脉冲无线电信号符号间干扰，提升超宽带无线定位精度，通过在定位基站中加入超宽带脉冲无线电多径符号间干扰(isi)消除器，即使用带多径噪声信道下isi消除功能的定位基站。改进的总体定位系统框图如图1所示。将原有的超宽带定位基站替换为带多径噪声信道下isi消除功能的定位基站，提升定位精度。
通过采用发射信号模型、信道模型、isi模型等，然后给出接收信号小波变换下的性质，推导出可以使用尖峰脉冲代替原接收脉冲进行后续脉冲检测和定位。
其具体方法如下：
(一)系统模型
1、超宽频脉冲模型
uwb脉冲采用高斯单脉冲模型：
其中a为常数集，符合fcc(美国联邦通讯委员会federalcommunicationscommission)对超宽带信号的要求，选择中心频率为fc＝6.85ghz。
2、uwb无线信道模型
本发明采用ieee802.15.4a的uwb无线多径信道模型，并加入高斯白噪声，同时假定存在直视(lineofsight，简称los)路径。在此信道上传输的uwb脉冲仿真如图2所示。传播脉冲重复周期为10ns。由于uwb脉冲的超宽带宽，在接收机中对于每个传输的脉冲都有大量的多路径分量。可以看出，由于相对较大的延迟传播(大于10个ns)，导致了符号间的干扰。接收的脉冲被先前传输的脉冲的多路径分量所干扰。图2右上角的信号窗口更清晰地显示了这一点。
3、归一化uwb脉冲模型
为分析简洁，uwb脉冲模型的规格化如下：令
并定义
p(t)是高斯脉冲的一阶导数，而实际传输的uwb脉冲持续时间有限。因此，这里采用规格化的uwb脉冲模型是时域有限的高斯脉冲一阶导数
起始点和终点分别位于t＝-tc和t＝tc。发射信号宽度即为2tc。
4、符号间干扰isi模型
为了便于阐述，且不失一般性，isi模型考虑如下。uwb脉冲经bpsk调制，接收端接收到的uwb信号脉冲是
s(t)＝dscsp(t)
其中有用信号数据ds∈{+1,-1}，cs表示信号脉冲(直视路径)s(t)的幅值。它被另一个脉冲i(t)干扰，这是uwb脉冲的其它多径分量，即
i(t)＝dicip(t-t0)
其中干扰数据di∈{+1,-1}，ci表示干扰脉冲i(t)的幅值，t0是s(t)和i(t)的间隔时间。本模型可以很容易扩展到多个干扰脉冲。
根据平均功率衰减曲线，脉冲多路径分量的平均功率随延迟迅速衰减，特别是存在直视路径的环境中。因此，在存在直视路径的多径信道isi模型中，干扰脉冲的幅值小于信号脉冲的幅值，即ci＜cs。
(二)理论分析
本发明提出的符号间干扰isi消除方案是基于小波变换的，研究了超宽带脉冲无线电信号(高斯脉冲有限一阶导数)小波变换的特性。通过使用高斯函数的一阶导数(也称为一阶高斯小波)作为母小波,超宽带脉冲无线电信号p(t)的小波变换在时间u(尺度因子为a且a＜＜1)为
经过相关推导可以得到
w(u)＝ω(u)+δ(u)
其中：
δ(u)＝g(tc+u)+g(tc-u)
其中f(u)与ω(u)波形详见图4(a)和(b)所示。函数g(u)主因子为
1、无isi情况下接收信号的小波变换性质分析
首先考虑超宽带信号脉冲s(t)＝dscsp(t)且无isi情况，s(t)的小波变换为
ws(u)＝dscsw(u)＝ωs(u)+δs(u)
其中
δs(u)＝dscsδ(u)(2)
及
ωs(u)＝dscsω(u).
根据前面的分析可知信号尖峰δs(u)为两个尺度变换的高斯脉冲，由式(2)可推出以下特性：
特性1：信号尖峰的符号和信号脉冲的符号一致；
特性2：信号尖峰的幅值和信号脉冲的幅值成正比；
因此可以使用信号尖峰代替接收到的信号进行检测和定位。由于
即为相关接收机的模板信号。
2、有isi及噪声情况下接收信号的小波变换分析
考虑isi的情况，即接收到的uwb信号脉冲受到干扰脉冲及噪声的影响。所接收的复合脉冲可以表示为
r(t)＝s(t)+i(t)+n(t)
其中n(t)是高斯白噪声。r(t)的小波变换为
wr(u)＝ws(u)+wi(u)+wn(u)
其中：
wi(u)＝ωi(u)+δi(u)
ωi(u)＝diciω(u-t0)
δi(u)＝diciδ(u-t0)(3)
为了描述方便，由干扰脉冲产生的尖峰称为干扰尖峰。需要指出的是，前面推导的信号尖峰的两个特性也适用于干扰尖峰。由于小波变换是线性时不变的，由(3)式可推出两个有用的性质：
性质1：信号尖峰和干扰尖峰的幅值比等于信号脉冲和干扰脉冲的幅值比，即
性质2：信号尖峰与干扰尖峰之间的时间延迟等于信号脉冲与干扰脉冲之间的延迟时间。
因尖峰比原脉冲窄得多，所以信号尖峰被干扰尖峰干扰混淆到的概率很低。既然直接检测/定位接收到的复合脉冲(含有符号间干扰isi)会导致较大的错误率，可以考虑利用信号尖峰进行检测/定位。
噪声的小波变换wn(u)还是噪声，只要该噪声低于信号尖峰就不会影响信号尖峰的检测。当噪声幅值较高时系统会出现虚警，但是形状不规则的噪声与高斯脉冲模板相关将产生一个很低相关值。因此，大部分的虚警可以被剔除。另外，由(1)g(u)的表达式可知，可以通过调节小波变换尺度因子a的大小来提升信号尖峰的幅值，令其尽可能高于噪声的平均值，进一步提升抗噪声能力。
(三)多径噪声信道下超宽带信号的isi消除器及相关算法
基于以上理论分析，本发明提出了一种新的脉冲无线电多径噪声信道下isi消除器的系统，其系统框图如图5所示。经过小波变换和高通滤波处理后，接收到的信号脉冲与干扰脉冲形成的复合脉冲化成了四个尖峰脉冲。
从信号尖峰特性2中可以推得，尖峰脉冲的幅值越大，其所对应的uwb脉冲信号幅值就越大。因此，根据uwb多径的信道模型(存在直视路径)，信号尖峰的幅值高于干扰尖峰。信号尖峰可以用于后续的检测及定位。
为对付噪声，噪声环境下超宽带信号的isi消除算法特别考虑了虚警的处理。具体算法如下：
步骤1：搜索高于预设门限值的接收信号，并确定其时域位置。
步骤2：用信号窗口将接收信号完整地截取出来。其中，信号窗口的大小为发射信号宽度的两倍。
步骤3：对截取后的接收信号进行小波变换。
步骤4：对小波变换后的上述信号进行高通滤波，以获取含尖峰脉冲的信号，注意此处的尖峰脉冲包括两个信号尖峰和两个干扰尖峰。
步骤5：计数器设k＝1。
步骤6：搜索上述信号第k个最大值所在的尖峰，并确定其时域位置。
步骤7：在该时域位置处用信号窗口将尖峰提取出来。这里的信号窗口大小应不小于尖峰的宽度，信号窗口中心位置为该尖峰的中心。
步骤8：将提取的尖峰与相关接收机的模板信号相关。
如果相关值大于预先确定的阈值，则该尖峰为信号尖峰，可用于做出最终判决，流程结束。
否则，这是一个虚警，尖峰是噪声，需丢弃，并继续执行步骤9。
步骤9：若k小于预先设定的次数值n，则令k＝k+1，转入步骤6继续执行；否则接收信号可能不存在，转入步骤1重新搜索。
需要说明的是，步骤9增加了循环保护机制，由于可以通过调节小波变换尺度a等参数让信号尖峰幅值高于高斯白噪声平均幅值，信号尖峰很快就会搜索到，故次数值n一般为10已足够。
(四)实施例
本发明可消除多径噪声信道下符号间干扰消除的实施方案如图6所示。
对应于isi消除算法，上述步骤1的结果显示于图6(a)，r(t)为接收到的有噪声及符号间干扰isi的复合脉冲。r(t)的信号与噪声干扰比(snir)是1.82db。r(t)与相关接收机模板信号的相关值仅为0.67。图6(b)和(c)中分别显示了相应的小波变换和高通滤波的结果。a＝0.008且tc＝2.5。发射机与接收机之间的距离是10米。干扰脉冲的幅值ci＝0.8·cs且时间延迟t0＝1.5。ds＝di＝1。在isi消除期间，图6(e)中显示了一个虚警(噪声)，该信号与模板相关产生一个低相关值(0.27)，被isi消除算法丢弃。图6(d)显示了最终检测到的信号尖峰(时域中心位置为us)，其与模板信号相关值高达0.95，相应的信号与噪声干扰比snir提高到8.22db，相比之前的1.82db有大幅提升,改善明显。图6(f)为相关接收机的模板信号q(u-us)。本实施例中相关接收机判断虚警的阈值取0.5。由于两者之间高度相关，定位接收机可正确进行后续的脉冲检测和定位。
对于有isi干扰及噪声的接收信号，如果没有使用符号间干扰消除器，则接收信号与模板的相关性会变得很差，特别是干扰信号与有用信号符号相反的时候。而使用了本发明的isi消除器后相关接收机的相关值可以接近1，接收机可以正确进行脉冲检测和定位，定位精度得到了极大的提升。
以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。
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