一种充电电流检测电路的制作方法

1.本发明涉及集成电路，更具体地，涉及一种充电电流检测电路。


背景技术：

2.目前，在压降型充电芯片中，需要对充电电流加以检测，并利用经过检测的充电电流对环路进行调整和对芯片电路的过流保护功能进行判断。传统方法中，可以在板级上串联一个高精度的功率电阻，通过检测该检测电阻两端的压降来检测充电电流的大小。然而，该方法会增加板级的面积，且高精度功率电阻的成本很高，使得检测电路难以节约成本。另外，电路自身阻抗额增大会加大功率损耗，而导致系统效率降低。另一种传统的方法中，可以通过检测功率管的平均电流来代替充电电流的信息，然而由于功率管中反向恢复电流，以及检测死区的存在使得检测功率管电流时的采样精度较差，进而影响检测的准确性。尤其是，当功率管工作于dcm(discontinuous conduction mode，非连续导通模式)时，其检测精度会进一步降低。
3.因此，亟需一种新型的能够准确对充电电流进行检测的电路，且能够节约成本、减小芯片面积且不增加功耗。


技术实现要素：

4.为解决现有技术中存在的不足，本发明的目的在于，提供一种充电电流检测电路，通过对反向阻断mos管漏极电压和电流、输出端电压的采样检测，获取到准确采样的输出电流，从而实现对充电电流的检测。
5.本发明采用如下的技术方案。一种充电电流检测电路，其特征在于：充电电流检测电路的模拟电路由减法器、乘法器、加法器和除法器组成，用于对降压充电电路的输出电流进行测量和计算；其中，减法器的正相输入端为反向阻断mos管的源漏极电流i
ac
，负相输入端为反向阻断mos管的漏极电压v
pmid
的倍数，输出端与乘法器的输入端连接；乘法器的输入端一端连接反向阻断mos管的漏极电压v
pmid
，另一端连接减法器的输出端，输出端与除法器连接；加法器的输入端分别与电池电压v
bat
连接，与除法器的输出端加权连接并反馈i
bat
，输出与除法器的另一端连接；除法器输出端为电池电流。
6.优选地，减法器的负相输入端为降压充电电路中的反向阻断mos管的漏极电压v
pmid
的倍数，且该倍数为其中，f
sw
为降压充电电路中第一开关管mh和第二开关管ml的开关频率，c
sw
为降压充电电路中sw节点寄生电容的电容值；加法器的输入端与除法器的输出端加权连接，且权重为(r
on
+r
esr
)，其中，r
on
为降压充电电路中第一开关管mh和第二开关管ml的源漏极导通电阻，r
esr
为电感寄生电阻的电阻值。
7.优选地，充电电流检测电路的输出电流为：其中，i
ac
为降压充电电路中反向阻断mos管的源漏极电流，v
pmid
为反向阻断mos管的漏极电压，v
bat
为电池电压。
8.优选地，反向阻断mos管漏极侧的电路功率为p
pmid
＝i
ac
·vpmid
＝i
batvbat
+p
on
+p
sw
；其中，p
on
为降压充电电路的导通损耗，p
sw
为充电电流检测电路的开关损耗。
9.优选地，降压充电电路的导通损耗为降压充电电路的开关损耗为
10.优选地，降压充电电路包括稳压器、反向阻断mos管、中间电容c
pmid
、驱动模块、第一开关管mh、第二开关管ml、储能模块；并且，稳压器，输入端与芯片电源端口v
bus
连接，输出端与驱动单元连接；反向阻断mos管，源极与芯片电源端口v
bus
连接，漏极与第一开关管mh的漏极连接，栅极与相关控制电路连接；中间电容c
pmid
一端与反向阻断mos管的漏极连接，另一端接地；驱动模块，供电端与所述稳压器连接，输出端分别与第一开关管mh和所述第二开关管ml的栅极连接；第一开关管mh的源极与第二开关管的漏极，以及储能模块的输入端连接，第二开关管ml的漏极接地；储能模块，输入端与第一开关管mh的源极、第二开关管的漏极连接，输出端与电池电压v
bat
连接。
11.本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明中一种充电电流检测电路，能够分别在ccm和dcm工作状态下，对反向阻断mos管漏极电压和电流、输出端电压进行采样检测，获取到准确采样的输出电流。
12.本发明的有益效果还包括：
13.1、利用本发明中的功率计算方法，能够使得无论开关电路的工作模式是ccm(continuousconduction mode，连续导通模式)，还是dcm(discontinuous conduction mode，非连续导通模式)，都可以准确地获得电流采样。
14.2、由于本方案中无需使用额外的高精度功率电阻，因此提高了系统中的工作效率，减小了芯片的板级面积，节约成本。
附图说明
15.图1为本发明现有技术中一种降压充电电路中电路连接示意图；
16.图2为本发明一种充电电流检测电路中模拟电路的示意图。
具体实施方式
17.下面结合附图对本技术作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本技术的保护范围。
18.图1为本发明现有技术中一种降压充电电路中电路连接示意图。如图1所示，一种降压充电电路，包括稳压器、反向阻断mos管、中间电容c
pmid
、驱动模块、第一开关管mh、第二开关管ml、储能模块。其中，稳压器，输入端与芯片电源端口v
bus
连接，输出端与驱动单元连接；反向阻断mos管，源极与芯片电源端口v
bus
连接，漏极与第一开关管mh的漏极连接。中间电容c
pmid
一端与反向阻断mos管的漏极连接，另一端接地。驱动模块，供电端与稳压器连接，输出端分别与第一开关管mh和第二开关管ml的栅极连接；第一开关管mh的源极与第二开关管的漏极，以及储能模块的输入端连接，第二开关管ml的漏极接地；储能模块，输入端与第一开关管mh的源极、第二开关管的漏极连接，输出端与电池电压v
bat
连接。
19.图2为本发明一种充电电流检测电路中模拟电路的示意图。如图2所示，充电电流
检测电路的模拟电路由减法器、乘法器、加法器和除法器组成，用于对降压充电电路的输出电流进行测量和计算；其中，减法器的正相输入端为反向阻断mos管的源漏极电i
ac
流，负相输入端为反向阻断mos管的漏极电压v
pmid
的倍数，输出端与乘法器的输入端连接；乘法器的输入端一端连接反向阻断mos管的漏极电压v
pmid
，另一端连接减法器的输出端，输出端与除法器连接；加法器的输入端分别与电池电压v
bat
连接，与除法器的输出端加权连接并反馈i
bat
，输出与除法器的另一端连接；除法器输出端为电池电流。
20.优选地，减法器的负相输入端为降压充电电路中的反向阻断mos管的漏极电压v
pmid
的倍数，且该倍数为其中，f
sw
为降压充电电路中第一开关管mh和第二开关管ml的开关频率，c
sw
为降压充电电路中sw节点寄生电容的电容值。加法器的输入端与除法器的输出端加权连接，且权重为(r
on
+r
esr
)，其中，r
on
为降压充电电路中第一开关管mh和第二开关管ml的源漏极导通电阻，r
esr
为电感寄生电阻的电阻值。
21.经过上述电路，可以根据检测到的降压充电电路中反向mos管的源漏级电流i
ac
，pmid点的电压v
pmid
，以及电池电压v
bat
，直接计算得出精确的充电电流i
bat
，提高检测结果的准确性和输出效率。
22.当以v
bus
作为电源为降压充电芯片供电时，系统驱动损耗及芯片功耗的来源均为v
bus
。而在电路pmid点处至bat端口处的电路功率仅包括导通损耗和开关损耗，不包括芯片的功率损耗和驱动损耗等其他损耗。因此，可以以pmid点为基准，根据功率守恒定律计算出精确的充电电流i
bat
。
23.具体的，在降压充电电路中，pmid处的功率，即反向阻断mos管漏极侧，即pmid点的电路功率为p
pmid
＝i
ac
·vpmid
＝i
batvbat
+p
on
+p
sw
。其中，所述p
on
为降压充电电路的导通损耗，所述p
sw
为开关损耗。由于电感线圈l被等效为电感寄生电阻r
esr
和理想电感进行串联的电路，并且理想电感没有损耗，电感寄生电阻r
esr
的损耗即为电感线圈l的总损耗。
24.优选地，降压充电电路的导通损耗由第一开关管mh、第二开关管ml以及电感寄生电阻p
esr
产生，充电电流检测电路的开关损耗由sw节点寄生电容c
sw
产生，而sw节点寄生电容c
sw
的能耗除了与sw节点寄生电容c
sw
的电容值成正比之外，还与第一开关管mh和第二开关管ml的开关频率密切相关。具体来说，降压充电电路的导通损耗为充电电流检测电路的开关损耗为将上述两个公式代入p
pmid
＝i
ac
·vpmid
＝i
batvbat
+p
on
+p
sw
公式中，经过计算得到降压充电电路的输出电流。
25.根据上述内容可以得到，充电电流检测电路的输出电流应当为：根据上述内容可以得到，充电电流检测电路的输出电流应当为：其中，i
ac
为反向阻断mos管的源漏极电流，v
pmid
为反向阻断mos管的漏极电压，v
bat
为电池电压。
26.根据上述公式可知，当系统开关频率固定时，公式中的为固定值，因此，公式中的项的取值与v
pmid
成正比。通过对v
pmid
进行采样，对i
ac
进行采样、对v
bat
进行采样以及对i
bat
的输出结果进行反馈，从而可以最终精确的获得i
bat
的结果。
27.因此，可以以上述充电电流检测电路的输出电流公式为基准设计充电电流检测电路。由此设计出如图2所示的充电电流检测电路。
28.本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明中一种充电电流检测电路，能够分别在ccm和dcm工作状态下，对反向阻断mos管漏极电压和电流、输出端电压进行采样检测，获取到准确采样的输出电流。
29.本发明的有益效果还包括：
30.1、利用本发明中的功率计算方法，能够使得无论开关电路的工作模式是ccm(continuousconduction mode，连续导通模式)，还是dcm(discontinuous conduction mode，非连续导通模式)，都可以准确地获得电流采样。
31.2、由于本方案中无需使用额外的高精度功率电阻，因此提高了系统中的工作效率，减小了芯片的板级面积，节约成本。
32.本发明申请人结合说明书附图对本发明的实施示例做了详细的说明与描述，但是本领域技术人员应该理解，以上实施示例仅为本发明的优选实施方案，详尽的说明只是为了帮助读者更好地理解本发明精神，而并非对本发明保护范围的限制，相反，任何基于本发明的发明精神所作的任何改进或修饰都应当落在本发明的保护范围之内。