基于双音调制的光电探测器频响测量方法及装置

1.本发明涉及一种光电探测器频响测量方法，属于光电器件测量和微波光子学相交叉的技术领域。


背景技术：

2.测试测量技术是众多科学研究和科技事业的必要基础，其自身的发展速度和水平直接或间接地影响着各种科技创新的进展。自20世纪70年代光纤通信诞生以来，不断进步的光谱响应测试技术推动了该产业的飞速发展，将人类快速带入了信息时代，彻底改变了人们的生活方式。如今，光纤通信系统几乎取代了所有的有线通信方式，成为国家信息高速公路和国民经济信息化的重要基础。当前，虽然大容量光纤通信的单光纤传输容量已高达20tbit/s，但不断涌现的新业务、不断提高的服务质量要求以及不断指数增长的接入设备对光通信系统的信息容量提出了越来越高的要求。下一代超大容量光通信系统的关键器件高速光电探测器的研制、生产和应用，迫切需要高分辨率、大带宽、高精度的频谱响应测试技术和仪器作为支撑。
3.光电探测器是光纤通信系统的关键器件之一，其研制、检测和应用需首先测量频谱响应。上个世纪五十年代，人们已经开始光电探测器频谱响应测量的研究，现今已经发展出了诸多光电探测器频谱响应测试方法，大致可分为两类：时域法和频域法。但是每一种方法都有自身的缺点，所以，迫切要求研究新的测量方法来提高光电探测器频率响应测量技术的测量精确度及测量带宽。
4.中国发明专利cn107741525a公开了一种《光电探测器频率响应测量方法及装置》，其通过载波移频信号和抑制载波的光双边带扫描信号进行拍频，实现微波光子混频，通过提取待测光电探测器输出的上、下变频光电流信号中的幅度和相位信息，并结合输入探测信号的功率数据，最后计算出待测光电探测器的频谱响应信息。该技术的频率响应测量带宽受限于现有电光调制器的带宽。现有成熟商用的电光调制器的3db模拟带宽仅为25ghz，这使得频率响应测量带宽一般仅能达到25ghz。然而，现有成熟的商用光电探测器的3db模拟带宽是光电调制器的两倍以上，大于50ghz。该技术难以获得带宽大于50ghz光电探测器的频率响应。
5.中国发明专利cn110632388a公开了一种基于混频的光电探测器频响测量方法，该方法使用角频率为δω和ω
e
的两路微波信号对两路同源光载波分别进行调制，分别得到载波抑制的光单边带调制信号和载波抑制的光双边带调制信号，其中ω
e
＜δω；将载波抑制的光单边带调制信号和载波抑制的光双边带调制信号耦合后输入待测光电探测器，并测量出待测光电探测器所输出光电流信号中的δω+ω
e
分量和δω
‑
ω
e
分量；根据测得的数据计算出待测光电探测器在δω+ω
e
和δω
‑
ω
e
频率处的频率响应。该技术在计算最终的频率响应过程中，由于需要上下两路的光功率，从而对测量结果产生非线性误差；此外，由于该系统使用的两路信号，外界各种因素的干扰以及系统的非线性，使得无法对系统的相位响应进行测量。
6.因此，迫切需要研究新型的测量方法来提高光电探测器频率响应测量技术的测量精确度及测量带宽。


技术实现要素：

7.本发明所要解决的技术问题在于克服现有技术不足，提供一种基于双音调制的光电探测器频响测量方法，可有效减小测量过程中引入的测量误差，提高测量精确度并提升动态范围。
8.本发明具体采用以下技术方案解决上述技术问题：
9.一种基于双音调制的光电探测器频响测量方法，将两路具有不同频率ω1、ω2的微波信号调制于同一路光载波上，生成抑制载波的光双边带信号；使用待测光电探测器将所述抑制载波的光双边带信号转换为电信号，提取出其中的上变频和下变频信号分量，并根据下式获得待测光电探测器的幅相响应：
[0010][0011]
其中，r(ω1+ω2)为待测光电探测器在频率ω1+ω2处的幅相响应，i(ω1+ω2)、i(ω1‑
ω2)分别表示所述电信号中的上变频信号、下变频信号分量，r(ω1‑
ω2)为预先测得的待测光电探测器在频率ω1‑
ω2处的幅相响应，上标*表示共轭。
[0012]
进一步地，该方法还包括：
[0013]
控制所述两路微波信号按照固定的频率差ω1‑
ω2进行扫频，并在每个扫频点重复以上操作，得到待测光电探测器的宽带幅相响应。
[0014]
优选地，使用工作在最小传输点的双驱动马赫曾德尔调制器，将两路具有不同频率ω1、ω2的微波信号调制于同一路光载波上，生成抑制载波的光双边带信号。
[0015]
优选地，ω1‑
ω2远小于ω1和ω2。
[0016]
优选地，所述上变频和下变频信号分量的提取通过微波幅相接收机实现。
[0017]
基于同一发明构思还可以得到以下技术方案：
[0018]
一种基于双音调制的光电探测器频响测量装置，包括：
[0019]
探测信号生成模块，用于将两路具有不同频率ω1、ω2的微波信号调制于同一路光载波上，生成抑制载波的光双边带信号；
[0020]
测量模块，用于从所述抑制载波的光双边带信号被待测光电探测器所转换出的电信号中提取出上变频和下变频信号分量；
[0021]
处理单元，用于根据下式获得待测光电探测器的幅相响应：
[0022][0023]
其中，r(ω1+ω2)为待测光电探测器在频率ω1+ω2处的幅相响应，i(ω1+ω2)、i(ω1‑
ω2)分别表示所述电信号中的上变频信号、下变频信号分量，r(ω1‑
ω2)为预先测得的待测光电探测器在频率ω1‑
ω2处的幅相响应，上标*表示共轭。
[0024]
进一步地，所述处理单元还用于控制所述两路微波信号按照固定的频率差ω1‑
ω2进行扫频，并在每个扫频点重复以上操作，得到待测光电探测器的宽带幅相响应。
[0025]
优选地，所述探测信号生成模块使用工作在最小传输点的双驱动马赫曾德尔调制器，将两路具有不同频率ω1、ω2的微波信号调制于同一路光载波上，生成抑制载波的光双边带信号。
[0026]
优选地，ω1‑
ω2远小于ω1和ω2。
[0027]
优选地，所述测量模块为微波幅相接收机。
[0028]
相比现有技术，本发明技术方案具有以下有益效果：
[0029]
本发明可对光电探测器的幅相响应进行高分辨率和高精度测量，由于通过上、下变频信号提取出的频谱响应信息无频谱重叠且在整个频谱上为互补关系，使得可测量的频率范围可以达到所使用的微波源频率范围的两倍同时不会浪费测量资源，提高了测量效率，降低了对测量系统的频率要求，比现有技术的可测量频率范围有大幅扩展；同时由于不需要进行光功率测量且只有一路光信号，有效避免了光功率测量所引入的非线性误差以及外界干扰，大幅提高了测量精度。
附图说明
[0030]
图1为本发明基于双音调制的光电探测器频响测量装置一个优选实施例的结构示意图。
具体实施方式
[0031]
针对现有技术不足，本发明的解决思路是将双音微波信号调制于同一路光载波上，生成抑制载波的光双边带信号；使用待测光电探测器将所述抑制载波的光双边带信号转换为电信号，提取出其中的上变频和下变频信号分量，并据此计算出待测光电探测器的幅相响应。
[0032]
本发明所提出的基于双音调制的光电探测器频响测量方法，具体如下：
[0033]
将两路具有不同频率ω1、ω2的微波信号调制于同一路光载波上，生成抑制载波的光双边带信号；使用待测光电探测器将所述抑制载波的光双边带信号转换为电信号，提取出其中的上变频和下变频信号分量，并根据下式获得待测光电探测器的幅相响应：
[0034][0035]
其中，r(ω1+ω2)为待测光电探测器在频率ω1+ω2处的幅相响应，i(ω1+ω2)、i(ω1‑
ω2)分别表示所述电信号中的上变频信号、下变频信号分量，r(ω1‑
ω2)为预先测得的待测光电探测器在频率ω1‑
ω2处的幅相响应，上标*表示共轭。
[0036]
本发明所提出基于双音调制的光电探测器频响测量装置，包括：
[0037]
探测信号生成模块，用于将两路具有不同频率ω1、ω2的微波信号调制于同一路光载波上，生成抑制载波的光双边带信号；
[0038]
测量模块，用于从所述抑制载波的光双边带信号被待测光电探测器所转换出的电信号中提取出上变频和下变频信号分量；
[0039]
处理单元，用于根据下式获得待测光电探测器的幅相响应：
[0040][0041]
其中，r(ω1+ω2)为待测光电探测器在频率ω1+ω2处的幅相响应，i(ω1+ω2)、i(ω1‑
ω2)分别表示所述电信号中的上变频信号、下变频信号分量，r(ω1‑
ω2)为预先测得的待测光电探测器在频率ω1‑
ω2处的幅相响应，上标*表示共轭。
[0042]
进一步地，控制所述两路微波信号按照固定的频率差ω1‑
ω2进行扫频，并在每个扫频点重复以上操作，即可得到待测光电探测器的宽带幅相响应。
[0043]
所述将两路具有不同频率ω1、ω2的微波信号调制于同一路光载波上，生成抑制载波的光双边带信号，可采用现有的各种技术，例如，利用工作在线性传输点的双驱动马赫增德尔调制器和光带通滤波器相结合来实现所述抑制载波光双边带调制；本发明优选使用工作在最小传输点的双驱动马赫曾德尔调制器(ddmzm)，将两路频率分别为ω1、ω2的微波信号调制于同一路光载波上，生成抑制载波的光双边带信号。本方案通过使用同一路载波信号调制两个微波信号，消除了外界因素的干扰以及系统带来的非线性，从而实现对相位响应的测量。
[0044]
所述两路微波信号的频率差ω1‑
ω2最好远小于ω1和ω2，从而可以更容易的测得待测光电探测器在频率ω1‑
ω2处的幅相响应r(ω1‑
ω2)这一常数。
[0045]
所述测量模块可采用光功率计加电功率计的方式，或者使用微波幅相接收机实现，本发明优选采用微波幅相接收机。
[0046]
为了便于公众理解，下面通过一个优选实施例并结合附图来对本发明的技术方案进行详细说明：
[0047]
本实施例的光电探测器频响测量装置，包括：探测信号生成模块、测量模块、处理及控制单元；其中，探测信号生成模块用于将两路频率分别为ω1、ω2的微波信号调制于同一路光载波上，生成抑制载波的光双边带信号；测量模块用于从所述抑制载波的光双边带信号被待测光电探测器所转换出的电信号中提取出上变频和下变频信号分量；处理及控制单元用于控制所述两路微波信号按照固定的频率差ω1‑
ω2进行扫频并计算获得待测光电探测器的幅相响应。
[0048]
如图1所示，本实施例中的探测信号生成模块包括光源、双驱动马赫曾德尔调制器以及两个微波扫频源，光源输出频率为ω0的光载波，两个微波扫频源分别输出频率分别为ω1、ω2的微波扫频信号，双驱动马赫曾德尔调制器将两路微波扫频信号调制于所述光载波上，生成抑制载波的光双边带信号。
[0049]
本实施例中的测量模块为微波幅相接收机，用于从所述抑制载波的光双边带信号被待测光电探测器所转换出的电信号中提取出上变频和下变频信号分量。
[0050]
本实施例中的处理及控制单元用于对两个微波扫频源进行控制，使产生的两个微波扫频信号的频率差ω1‑
ω2固定，并对幅相接收机接收到的幅度和相位信息进行计算处理，获得待测光电探测器的幅相响应。
[0051]
两个微波扫频源分别产生两个频率为ω1和ω2的微波扫频信号，其中这两个信号的频率差ω1‑
ω2固定不变。产生的这两路微波扫频信号由双驱动马赫曾德尔调制器调制到光源输出的频率为ω0的光载波上，通过偏置点控制器调节加载在双驱动马赫曾德尔调制器上的偏置电压，使其工作在线性工作点，从而产生抑制载波的光双边带，该光信号经过待
测光电探测器被转换为光电流信号，使用幅相接收机测得光电探测器输出端的光电流信号的幅度和相位，并由控制及处理单元计算得到待测光电探测器的频率响应。
[0052]
假定由光源输出的光信号为
[0053]
e
in
(t)＝e0exp(iω0t)
[0054]
其中e0表示光载波的幅度大小，ω0表示光载波的角频率。
[0055]
光源输出的光载波输入至双驱动马赫曾德尔调制器，假设加载在射频端口的两个微波扫频信号的频率分别为ω1和ω2，两个微波扫频信号可分别表示为：
[0056]
e
rf1
(t)＝v1sin(ω1t)
[0057][0058]
其中v1和v2分别为两个微波信号的幅度大小，为两者的初始相位差。
[0059]
将上面两个信号分别加载到调制器的两个射频端口，且偏置点控制器控制调制器工作在最小传输点，则调制器输出的抑制载波的光双边带信号，可表示为：
[0060][0061]
分别是两个微波扫频信号的调制系数，其中v
π
是mzm的半波电压。
[0062]
根据jacobi
‑
anger公式，上述调制信号可表示为：
[0063][0064]
其中j
n
(
·
)表示第一类贝塞尔函数的第n阶系数。
[0065]
通过调节偏置点控制器调节加载在双驱动马赫曾德尔调制器上的偏置电压，使得其工作在最小传输点，包括载波在内的偶数阶边带将被抑制。考虑到ddmzm工作在最小调制系数情况下，高阶边带的功率将远小于所需的一阶边带的功率。因此，可以忽略调制信号的高阶边带，上式可以简化为
[0066][0067]
待测光电探测器接收上述光探测信号，并对其进行平方律检波，输出包含众多频率分量的电流。微波幅相接收机仅接收所需角频率为ω1+ω2的上变频分量和角频率为ω1‑
ω2的下变频分量，两者可表示为
[0068][0069][0070]
其中，r(ω)是待测光电探测器的光电传输函数。对于需要的光电流信号分量，其幅度和相位信息可采用幅相接收机提取。
[0071]
根据上面两式，可获得待测光电探测器的光电传输函数
[0072][0073]
其中，r
*
(ω1‑
ω2)是待测光电探测器在角频率为ω1‑
ω2处幅度和相位频率响应r(ω1‑
ω2)的共轭。两个微波扫频信号具有固定的角频率差，且ω1‑
ω2很小，因而，r
*
(ω1‑
ω2)是一个极易测得的常数。
[0074]
综上可知，本发明技术方案可测量的频率范围可以达到所使用的微波源频率范围的两倍，同时不会浪费测量资源，提高了测量效率，降低了对测量系统的频率要求，比现有技术的可测量频率范围有大幅扩展；同时由于不需要进行光功率测量且只有一路光信号，有效避免了光功率测量所引入的非线性误差以及外界干扰，大幅提高了测量精度。