一种快速高效测频引导噪声干扰方法与流程

1.本发明涉及电子对抗技术领域，具体是一种快速高效测频引导噪声干扰方法。


背景技术：

2.在电子对抗中，尤其是自卫干扰中，快速且准确的测量出雷达脉冲的频率，并快速的采用此频率引导释放一定带宽的噪声干扰，是能够有效保护自身不被雷达发现的关键技术；特别是针对末端制导的高重频，窄脉冲雷达，当其开启频率捷变时，干扰机必须要能够对雷达进行逐脉冲的超快速且精准的频率测量，但是针对窄脉冲的频率测量误差是无法避免的，因此引导释放的噪声带宽要保证能够覆盖雷达的真实频率；
3.常用的测频方法通常涉及复杂的计算，增加了算法实现的难度和计算资源的消耗，其测频的快速性无法保证，且这些方法没有针对窄脉冲进行频率测量精度的优化；同时，测频引导的噪声干扰带宽通常是一个定值，没有根据测频结果的误差范围实时动态调整带宽，如果带宽设置太小，可能导致噪声带宽没有覆盖到雷达真实频率，如果带宽太大，噪声的能量利用率就会降低；
4.一种常用的测频方法是利用cordic算法实现数字鉴频，这种方法对信号信噪比求较高，且信号长度不能过短，测频精度无法估计，同时其实现时涉及变频，滤波等数字信号处理算法，消耗资源较大且计算上有量化误差；
5.专利cn111487462a公开了一种超快速测频方法，其提前将一定长度的信号的所有可能出现的序列的傅里叶变换结果保存在rom里，用接收到的信号序列作为地址去查找rom，得到频率结果，这种方法非常消耗存储资源，实现难度较大，且没有对测频结果误差进行估计，也没有针对特定瞬时带宽的雷达进行优化处理，测频精度不能达到最优。


技术实现要素：

6.本发明的目的在于提供一种快速高效测频引导噪声干扰方法，以解决现有技术中提出的问题。
7.为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种快速高效测频引导噪声干扰方法，该噪声干扰方法包括以下步骤：
8.s1、根据实际所需射频信号的工作频段及瞬时带宽，将射频信号下变频至中频信号；
9.s2、使用adc将中频信号转化为数字信号，形成单比特序列s(n)；
10.s3、当检波信号拉高后，开始检测单比特序列s(n)，测量频率值；
11.s4、当检波信号拉低且获得当前频率值时，利用dds产生噪声调频信号并通过dac发射，释放噪声干扰信号。
12.作为优选技术方案，在s1中，所述瞬时带宽小于等于1ghz时，通过改变微波本振，将射频信号下变频至中频信号的[2.3-bw，2.3]ghz频段，其中，bw表示瞬时带宽。
[0013]
作为优选技术方案，在s2中，使用采样率为2.4ghz的adc进行数字信号的转换，将
中频信号转换为数字单比特序列s(n)，且只保留数字信号的符号位，信号被带通采样后会周期延拓至第一耐奎斯特区，范围为[0.1,0.1+bw]ghz。
[0014]
作为优选技术方案，在s3中，检测单比特序列s(n)的具体步骤如下：
[0015]
s301、当检波信号拉高后，开始检测单比特序列s(n)的第一个上升沿，当前时钟的数据为1，上一个时钟的数据为0，即为上升沿；
[0016]
s302、当单比特序列s(n)的第一个上升沿到达时，记n＝0，m＝0，其中，n表示采样时钟周期，m表示采样信号的周期数；
[0017]
s303、每过一个采样时钟，n＝n+1，每一次单比特序列s(n)的上升沿到达时，m＝m+1，并记录当前的m＝mn；
[0018]
s304、其当前的第一耐奎斯特区测量频率为s304、其当前的第一耐奎斯特区测量频率为且每次测量的频率值覆盖上一次单比特序列s(n)的上升沿到达时的频率测量值，目的是为了保证频率测量的时效性，进行频率测量值的覆盖可以去除之前的频率测量值信息，保证频率测量值的有效性。
[0019]
作为优选技术方案，在步骤s304中，在n个采样时钟周期内，计数采样信号的采样时钟周期为tc，经历的采样时钟周期为n，采样信号的周期数为m，则信号的周期和频率分别为：
[0020][0021][0022]
作为优选技术方案，为了保证s303中的计数过程不会受到噪声信号的影响，当检波信号拉低时，输出最近计算的f为最终频率测量结果，因为当检波信号拉低时，代表信号已经不存在了，此时就停止测频，因为如果继续测频，测到的也是噪声的频率，会对测量结果造成影响。
[0023]
作为优选技术方案，为保证频率测量的快速性，当n＝nq时，直接输出最近计算的f为最终频率测量结果，因为n
t
为一个测频时间门限，测频时间到达n
t
时，强行终止测频，并立即输出测量的频率值，因为当达到一定的频率测量精度后，为了避免浪费时间，会终止测频，因为当前的频率精准度已经能够满足要求，而继续测量只会浪费时间，并不能再将频率测量的精准度提高一定的程度；
[0024]
根据选定的nq及实际实现时的硬件和计算延时τ，频率测量时间不会高于(0.417*nq+τ)ns，因为本发明采用的采样率为2400msps，1/2400mhz＝0.417ns，频率测量最大误差为为由于通过控制微波本振保证了数字序列的频率在[0.1,0.1+bw]ghz范围内，则在整个频段内，频率测量的最大误差为
[0025]
作为优选技术方案，在采样过程中，真实信号由模拟量转换为数字量时，采样信号的跳变沿总是与时钟上升沿对齐的，这会带来误差，在n个采样时钟周期内，计数到的采样信号持续时长为mnt，然而实际的真实信号的时长tr为：
[0026]
tr＝n
·
tc+t
1-t2；
[0027]
其中，t1表示一个采样周期内，真实信号与采样信号的第一个上升沿之间的时间差，t2表示一个采样周期内，真实信号与采样信号最后一个上升沿之间的时间差，t
1-t2表示一个采样周期内，真实信号与采样信号之间的时间差值；
[0028]
则，真实信号符合以下等式：
[0029]
tr＝n
·
tc+t
1-t2＝mn·
tr；
[0030][0031]
式中，tr为真实信号周期，fr为真实信号频率；
[0032]
根据上式，可以得出测得的频率误差为：
[0033][0034]
由于：
[0035][0036]
所以：
[0037][0038]
当采样率为2.4gsps时,则其最大误差为：
[0039][0040]
作为优选技术方案，在s4中，中心频率为作为优选技术方案，在s4中，中心频率为噪声带宽设置为k为噪声带宽系数。
[0041]
作为优选技术方案，根据实际的电磁环境复杂度，k设置为1～2，产生的噪声调频信号为第二奈奎斯特区中频信号，通过微波将其上变频至对应的射频信号，即可以释放干扰信号。
[0042]
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
[0043]
1、反应的速度块，所需要的信号时长短，且可以根据实际型号长度自适应的调整测频时间，根据选定的nq及实际实现的硬件和计算延时τ，测频测量时间不会高于(0.417*nq+τ)ns。
[0044]
2、能量利用率高，根据所需瞬时带宽，选用特定的本振，使采样周期延拓后的单比特序列处于低频段，减小了频率测量误差，且引导的噪声干扰带宽会根据频率测量的估计误差自适应调整，使其能够刚好覆盖雷达的真实频率。
[0045]
3、硬件资源消耗极少，算法不涉及乘法和其他复杂运算，唯一的除法由于数据位宽低，可以通过查找表实现，算法总体实现难度较低，且可以使用单比特量化的adc，成本较低。
附图说明
[0046]
图1为本发明一种快速高效测频引导噪声干扰方法流程图；
[0047]
图2为本发明一种快速高效测频引导噪声干扰方法的信号时钟示意图。
具体实施方式
[0048]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0049]
实施例：如图1-2所示，本发明提供以下技术方案，一种快速高效测频引导噪声干扰方法，该噪声干扰方法包括以下步骤：
[0050]
s1、根据实际所需射频信号的工作频段及瞬时带宽，将射频信号下变频至中频信号；
[0051]
s2、使用adc将中频信号转化为数字信号，形成单比特序列s(n)；
[0052]
s3、当检波信号拉高后，开始检测单比特序列s(n)，测量频率值；
[0053]
s4、当检波信号拉低且获得当前频率值时，利用dds产生噪声调频信号并通过dac发射，释放噪声干扰信号。
[0054]
在s1中，所述瞬时带宽小于等于1ghz时，通过改变微波本振，将射频信号下变频至中频信号的[2.3-bw，2.3]ghz频段，其中，bw表示瞬时带宽。
[0055]
在s2中，使用采样率为2.4ghz的adc进行数字信号的转换，将中频信号转换为数字单比特序列s(n)，且只保留数字信号的符号位，信号被带通采样后会周期延拓至第一耐奎斯特区，范围为[0.1,0.1+bw]ghz。
[0056]
在s3中，检测单比特序列s(n)的具体步骤如下：
[0057]
s301、当检波信号拉高后，开始检测单比特序列s(n)的第一个上升沿，当前时钟的数据为1，上一个时钟的数据为0，即为上升沿；
[0058]
s302、当单比特序列s(n)的第一个上升沿到达时，记n＝0，m＝0，其中，n表示采样时钟周期，m表示采样信号的周期数；
[0059]
s303、每过一个采样时钟，n＝n+1，每一次单比特序列s(n)的上升沿到达时，m＝m+1，并记录当前的m＝mn；
[0060]
s304、其当前的第一耐奎斯特区测量频率为s304、其当前的第一耐奎斯特区测量频率为且每次测量的频率值覆盖上一次单比特序列s(n)的上升沿到达时的频率测量值，目的是为了保证频率测量的时效性，进行频率测量值的覆盖可以去除之前的频率测量值信息，保证频率测量值的有效性。
[0061]
在步骤s304中，在n个采样时钟周期内，计数采样信号的采样时钟周期为tc，经历的采样时钟周期为n，采样信号的周期数为m，则信号的周期和频率分别为：
[0062]
[0063][0064]
为了保证s303中的计数过程不会受到噪声信号的影响，当检波信号拉低时，输出最近计算的f为最终频率测量结果，因为当检波信号拉低时，代表信号已经不存在了，此时就停止测频，因为如果继续测频，测到的也是噪声的频率，会对测量结果造成影响。
[0065]
为保证频率测量的快速性，当n＝nq时，直接输出最近计算的f为最终频率测量结果，因为nq为一个测频时间门限，测频时间到达nq时，强行终止测频，并立即输出测量的频率值，因为当达到一定的频率测量精度后，为了避免浪费时间，会终止测频，因为当前的频率精准度已经能够满足要求，而继续测量只会浪费时间，并不能再将频率测量的精准度提高一定的程度；
[0066]
根据选定的nq及实际实现时的硬件和计算延时τ，频率测量时间不会高于(0.417*nq+τ)ns，因为本发明采用的采样率为2400msps，1/2400mhz＝0.417ns，频率测量最大误差为为由于通过控制微波本振保证了数字序列的频率在[0.1,0.1+bw]ghz范围内，则在整个频段内，频率测量的最大误差为
[0067]
在采样过程中，真实信号由模拟量转换为数字量时，采样信号的跳变沿总是与时钟上升沿对齐的，这会带来误差，在n个采样时钟周期内，计数到的采样信号持续时长为mnt，然而实际的真实信号的时长tr为：
[0068]
tr＝n
·
tc+t
1-t2；
[0069]
其中，t1表示一个采样周期内，真实信号与采样信号的第一个上升沿之间的时间差，t2表示一个采样周期内，真实信号与采样信号最后一个上升沿之间的时间差，t
1-t2表示一个采样周期内，真实信号与采样信号之间的时间差值；
[0070]
则，真实信号符合以下等式：
[0071]
tr＝n
·
tc+t
1-t2＝mn·
tr；
[0072][0073]
式中，tr为真实信号周期，fr为真实信号频率；
[0074]
根据上式，可以得出测得的频率误差为：
[0075][0076]
由于：
[0077][0078]
所以：
[0079][0080]
当采样率为2.4gsps时,则其最大误差为：
[0081][0082]
在s4中，中心频率为噪声带宽设置为k为噪声带宽系数。
[0083]
根据实际的电磁环境复杂度，k设置为1～2，产生的噪声调频信号为第二奈奎斯特区中频信号，通过微波将其上变频至对应的射频信号，即可以释放干扰信号。
[0084]
实施例一：
[0085]
雷达频段为5.5～5.9ghz，瞬时带宽bw为400m，脉冲频率为5.6ghz，脉冲宽度1us。
[0086]
s1、控制微波本振，将射频信号下变频至[1.9,2.3]ghz，脉冲频率下变频为2.2ghz；
[0087]
s2、使用2.4ghz采样率的adc将信号带通采样生产单比特序列，其第一奈奎斯特区频率为[0.1，0.5]ghz，2.2ghz的脉冲中频频率周期延拓至0.2ghz；
[0088]
s3、nq取400，当检波信号拉高后，开始检测s(n)的第一个上升沿，当s(n)的第一个上升沿到达时，记n＝0,m＝0，之后，每过一个采样时钟，n＝n+1，每一次s(n)的上升沿到达时，m＝m+1，并记录当前的m记为mn，当n≤nq时，n的最大值为396，其对应的mn为33，因此其频率测量结果为为
[0089]
s4、利用dds生成噪声调频信号并通过dac发射，中心频率为噪声带宽系数k设为1.2，则噪声带宽设置为噪声带宽设置为产生的噪声调频信号为第二奈奎斯特区中频信号，通过微波将其上变频至对应的射频信号，即可以释放干扰。
[0090]
实施例二：
[0091]
雷达频段为8.1～8.9ghz，瞬时带宽bw为800m，脉冲频率为8.85ghz，脉冲宽度100ns。
[0092]
s1、控制微波本振，将射频信号下变频至[1.5,2.3]ghz，脉冲频率下变频为1.55ghz；
[0093]
s2、使用2.4ghz采样率的adc将信号带通采样生产单比特序列，其第一奈奎斯特区频率为[0.1，0.9]ghz，1.6ghz的脉冲中频频率周期延拓至0.85ghz；
[0094]
s3、nq取400，当检波信号拉高后，开始检测s(n)的第一个上升沿，当s(n)的第一个上升沿到达时，记n＝0,m＝0，之后，每过一个采样时钟，n＝n+1，每一次s(n)的上升沿到达时，m＝m+1，并记录当前的m记为mn，由于脉宽为100ns，当m累加到240时，检波信号就会拉低，即输出最近计算的频率值，n的最大值为237，其对应的mn为84，因此其频率测量结果为
[0095]
s4、利用dds生成噪声调频信号并通过dac发射，中心频率为
噪声带宽系数k设为1.5，则噪声带宽设置为1.5，则噪声带宽设置为产生的噪声调频信号为第二奈奎斯特区中频信号，通过微波将其上变频至对应的射频信号，即可以释放干扰。
[0096]
对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。