一种开关电源的电感电流过零检测装置的制作方法

1.本发明涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种开关电源的电感电流过零检测装置。


背景技术：

2.对于开关电源，例如buck(降压式变换电路)、boost(升压式变换电路)、buck-boost(降压-升压式变换电路)、pfc(powerfactor correction，功率因数校正器)、flyback(反激式变换器)等需要用到电感元件的拓扑结构。而在这些拓扑结构实际应用的时候，需要对电感电流做过零检测，根据其检测结果调整控制逻辑，使输出的稳定性、效率以及功率因数等指标更优。
3.在开关电源拓扑中，电感电流随着充放电的进行而升降起伏。控制部分需要检测电感电流的状态从而对控制逻辑作出必要的调整，以满足不同拓扑的指标要求。
4.以图1所示pfc拓扑中的应用为例。在非连续导通模式下，当电感电流降为零后，电流会反向。这样在m1开启后，输入电流便从某个负的电流值开始上升，这不仅会影响输入电流的平均值，而且会造成输入电流的谐波失真。要优化这种现象，就必须调整m1的导通时间，增大电感峰值电流去减弱这种不利影响。为了实现m1导通时间的合理控制，电感电流的过零检测是必不可少的一环。系统可以根据过零检测的结果去优化m1的通断控制。所以电感电流过零检测的速度和精度将会影响整个系统的总谐波失真和功率因数。
5.现有的过零检测电路实现原理为：利用比较器检测电感两端节点的相对变化和压差，以判断电感电流是否发生反向。以图1为例，电感两端的节点是vin和vsw，现有的过零检测方法是比较vsw和vin两端的压差来实现的。但vsw节点与vin节点变化并非完全同步，同时由于比较器本身的失调电压和延时导致传统方法对过零点的检测不够精确。


技术实现要素：

6.有鉴于此，本发明提供了一种开关电源的电感电流过零检测装置，以提高电感电流过零检测的准确性。
7.为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
8.一种开关电源的电感电流过零检测装置，所述装置包括：依次连接的电容耦合电路、一级预比较器、自动调零电容网络、二级比较器和三级比较器；所述装置还包括时序控制电路和开关网络；
9.所述时序控制电路与所述开关网络的控制端连接；
10.所述开关网络包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关和第五开关；
11.所述第一开关设置在阈值电压输入端与一级预比较器的同相输入端之间；
12.所述第二开关设置在开关电源器件的电感的输出节点和一级预比较器的反相输入端之间；
13.所述第三开关设置在二级比较器的同相输入端和输出端之间；
14.所述第四开关设置在所述二级比较器的反相输入端与输出端之间；
15.所述第五开关设置在所述三级比较器的输出端与检测信号输出端之间。
16.可选的，所述一级预比较器为四输入比较器，所述四输入比较器的同相输入端通过所述第一开关连接至所述阈值电压输入端，所述四输入比较器的反相输入端通过所述第二开关连接至开关电源的电感的输出节点，所述四输入比较器的另外两个输入端接地。
17.可选的，所述一级预比较器包括第一电流源、第二电流源、mos管m1、mos管m2、mos管m3、mos管m4和负载网络；
18.所述mos管m1的源端和所述mos管m2的源端均与第一电流源连接、所述mos管m3的源端和所述mos管m4的源端均与所述第二电流源连接；
19.所述mos管m2的漏端和所述mos管m3的漏端均连接至所述负载网络的第一端，所述mos管m2的漏端和所述mos管m3的漏端连接的公共点作为所述一级预比较器的同相输出端；
20.所述mos管m1和所述mos管m4的漏端均连接至所述负载网络的第二端，所述mos管m1的漏端和所述mos管m4的漏端连接的公共点作为所述一级预比较器的反相输出端；
21.所述负载网络的其他两端均接地；
22.所述mos管m1的栅端作为所述一级预比较器的反相输入端，所述mos管m4的栅端作为所述一级预比较器的同相输入端；所述mos管m2和所述mos管m3的栅端分别作为所述一级预比较器的另外两个输入端；
23.所述一级预比较器的同相输入端通过所述第一开关连接至所述阈值电压输入端，所述一级预比较器的反相输入端通过所述第二开关连接至开关电源的电感的输出节点，所述一级预比较器的另外两个输入端接地。
24.可选的，所述负载网络为电阻阵列或预设偏置的mos管。
25.可选的，所述电容耦合电路和所述一级预比较器之间还设置有滤波电路。
26.可选的，所述第一开关、所述第二开关和所述第五开关均为双输入单输出电子开关；
27.所述双输入单输出电子开关的输出端和一个输入端，分别作为双输入单输出电子开关的输出端和输入端，所述双输入单输出电子开关的另一个输入端接地，所述双输入单输出电子开关的控制端与时序控制电路连接。
28.可选的，所述双输入单输出电子开关包括第一电控开关、第二电控开关和反相器；
29.所述第一电控开关的一端作为所述双输入单输出电子开关的一个输入端，所述第二电控开关的一端作为所述双输入单输出电子开关的另一个输入端；
30.所述第一电控开关的另一端和第二电控开关的另一端连接，所述第一电控开关的另一端和第二电控开关的另一端连接的公共点作为所述双输入单输出电子开关的输出端；
31.所述第二电控开关的控制端作为所述双输入单输出电子开关的控制端；所述第二电控开关的控制端与所述反相器的输入端连接，所述反向器的输出端与所述第一电控开关的控制端连接。
32.可选的，所述第一电控开关和所述第二电控开关为三极管或mos管。
33.可选的，所述时序控制电路用于根据开关电源的功率管栅极的驱动信号产生第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号；
34.所述第一控制信号、所述第二控制信号和所述第三控制信号的上升沿与所述驱动
信号的上升沿同步；所述第一控制信号的下降沿相对于所述驱动信号的下降沿延迟第一时间；所述第二控制信号的下降沿相对于所述第一控制信号的下降沿延迟第二预设时间；所述第三控制信号的下降沿相对于所述第二控制信号的下降沿延迟第三预设时间；
35.所述第一控制信号用于控制所述第一开关、所述第三开关和所述第四开关的状态；所述第二控制信号用于控制所述第二开关的状态；所述第三控制信号用于控制所述第五开关的状态。
36.可选的，所述电容耦合电路包括充放电电容，所述电容耦合电路用于通过所述充放电电容的充电和放电过程将开关电源的电感的输出节点的信号传递给所述一级预比较器。
37.根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
38.本发明公开一种开关电源的电感电流过零检测装置，所述装置包括：依次连接的电容耦合电路、一级预比较器、自动调零电容网络、二级比较器和三级比较器；所述装置还包括时序控制电路和开关网络；所述时序控制电路与所述开关网络的控制端连接；所述开关网络包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关和第五开关；所述第一开关设置在阈值电压输入端与一级预比较器的同相输入端之间；所述第二开关设置在开关电源的电感的输出节点和一级预比较器的反相输入端之间；所述第三开关设置在二级比较器的同相输入端和输出端之间；所述第四开关设置在所述二级比较器的反相输入端与输出端之间；所述第五开关设置在所述三级比较器的输出端与检测信号输出端之间。本发明利用电容耦合电路，采用电容耦合的方式，检测开关电源的电感的输出节点vsw自身的下降变化量而不是电感两端的节点电压变化量，克服vsw节点与vin节点变化并非完全同步的技术缺陷，采用自动调零电容网络降低比较器引起的失调电压和时延，本发明提高了电感电流过零检测的准确性。
附图说明
39.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
40.图1为pfc的拓扑结构图；
41.图2为pfc的电感电路和vsw节点电压的波形图；
42.图3为本发明实施例提供的一种开关电源的电感电流过零检测装置的拓扑结构图；
43.图4为本发明实施例提供的一种开关电源的电感电流过零检测装置的电路设计图；
44.图5为本发明实施例提供的一种开关电源的电感电流过零检测装置的控制时序图。
具体实施方式
45.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完
整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
46.本发明的目的是提供一种开关电源的电感电流过零检测装置，以提高电感电流过零检测的准确性。
47.为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
48.根据图1和图2可知在电感电流为零时电流有反向的趋势，由于二级管d1的阻碍作用导致电感会从电容csw抽取电流，这样就形成了lc回路导致vsw节点会有轻微的振荡。所以检测vsw节点的振荡是否发生即可判断电感电流是否过零。
49.如图3和4所示，本发明实施例提供一种开关电源的电感电流过零检测装置，所述装置包括：依次连接的电容耦合电路、一级预比较器、自动调零电容网络、二级比较器和三级比较器；所述装置还包括时序控制电路和开关网络；时序控制电路与开关网络的控制端连接；开关网络包括第一开关s1、第二开关s2、第三开关s3、第四开关s4和第五开关s5；第一开关s1设置在阈值电压输入端与一级预比较器的同相输入端之间；第二开关s2设置在开关电源的电感的输出节点和一级预比较器的反相输入端之间；第三开关s3设置在二级比较器的同相输入端和输出端之间；第四开关s4设置在所述二级比较器的反相输入端与输出端之间；第五开关s5设置在所述三级比较器的输出端与检测信号输出端之间。
50.本发明的自动调零电容网络可示例性的设置为受特定时序控制的电容阵列，用于将一级预比较器和二级比较器的失调电压归零。
51.本发明设置第一开关，用于切换gnd，vref和耦合电路的输出电压三者之间的传递；设置第三开关和第四开关跨接于二级比较器的输入和输出端，用于控制自动调零电容网络上的电荷信息，达到一级预比较器和二级比较器的失调电压归零的目的；设置第五开关接在三级比较器输出和zcd_out之间，用于控制zcd_out按时序输出，消除误检测情况的发生，防止后续电路控制混乱。
52.示例性的，一级预比较器为四输入比较器，四输入比较器的同相输入端通过所述第一开关连接至所述阈值电压输入端，所述四输入比较器的反相输入端通过所述第二开关连接至开关电源的电感的输出节点，所述四输入比较器的另外两个输入端接地。本发明一级预比较器设置为四输入比较器，可抑制偶次非线性干扰项的方法和结构。
53.示例性的，如图4所示，一级预比较器包括第一电流源i1、第二电流源i2、mos管m1、mos管m2、mos管m3、mos管m4和负载网络；mos管m1的源端和mos管m2的源端均与第一电流源连接、mos管m3的源端和mos管m4的源端均与所述第二电流源连接；mos管m2的漏端和mos管m3的漏端均连接至所述负载网络的第一端，mos管m2的漏端和mos管m3的漏端连接的公共点作为所述一级预比较器的同相输出端；mos管m1和所述mos管m4的漏端均连接至负载网络的第二端，mos管m1的漏端和mos管m4的漏端连接的公共点作为一级预比较器的反相输出端；负载网络的其他两端均接地；mos管m1的栅端作为一级预比较器的反相输入端，mos管m4的栅端作为一级预比较器的同相输入端；mos管m2和mos管m3的栅端分别作为一级预比较器的另外两个输入端；一级预比较器的同相输入端通过第一开关连接至阈值电压输入端，一级预比较器的反相输入端通过第二开关连接至开关电源的电感的输出节点，一级预比较器的
另外两个输入端接地。其中，负载网络为电阻阵列或预设偏置的mos管(特定偏置的mos管)。电容耦合电路包括充放电电容，所述电容耦合电路用于通过所述充放电电容的充电和放电过程将开关电源的电感的输出节点的信号传递给所述一级预比较器。
54.示例性的，电容耦合电路和一级预比较器之间还设置有滤波电路。
55.其中，电容耦合电路通过内部控制电容的充放电将vsw信号的变化传递到后续电路。滤波电路用于滤除信号上可能存在的高频尖峰毛刺。自动调零电容网络可以对比较器的误差进行处理和一定程度地消除。时序控制电路依据特定的时序控制开关网络的通断。
56.本发明的第一开关、第二开关和第五开关可示例性的设置为双输入单输出电子开关；双输入单输出电子开关的输出端和一个输入端，分别作为双输入单输出电子开关的输出端和输入端，所述双输入单输出电子开关的另一个输入端接地，所述双输入单输出电子开关的控制端与时序控制电路连接。
57.本发明的双输入单输出电子开关的实现方式可示例性的设置为，包括第一电控开关、第二电控开关和反相器；第一电控开关的一端作为双输入单输出电子开关的一个输入端，第二电控开关的一端作为所述双输入单输出电子开关的另一个输入端；第一电控开关的另一端和第二电控开关的另一端连接，第一电控开关的另一端和第二电控开关的另一端连接的公共点作为双输入单输出电子开关的输出端；第二电控开关控制端作为双输入单输出电子开关的控制端；第二电控开关的控制端与反相器u的输入端连接，反向器u的输出端与第一电控开关的控制端连接。如图4所示，对于第一开关，第一电控开关、第二电控开关和反相器分别为图4中的s1-a、s1-b和u1,对于第一开关，第一电控开关、第二电控开关和反相器分别为图4中的s2-a、s2-b和u3，对于第五开关，第一电控开关、第二电控开关和反相器分别为图4中的s5-a、s5-b和u2。
58.本发明的第一电控开关sa和第二电控开关sb可示例性的设置为三极管或mos管。
59.所述时序控制电路用于根据开关电源的功率管栅极的驱动信号gon产生第一控制信号p1、第二控制信号p2和第三控制信号p3；如图5所示，第一控制信号p1、第二控制信号p2和第三控制信号p3的上升沿与驱动信号gon的上升沿同步；第一控制信号p1的下降沿相对于驱动信号gon的下降沿延迟第一时间；第二控制信号p2的下降沿相对于第一控制信号p1的下降沿延迟第二预设时间；第三控制信号p3的下降沿相对于所述第二控制信号p2的下降沿延迟第三预设时间；第一控制信号p1用于控制第一开关、第三开关和第四开关的状态；第二控制信号p2用于控制第二开关的状态；第三控制信号p3用于控制第五开关的状态。
60.本发明设置时序控制电路控制开关网络，按时序确定各点的电压值。根据栅极电压gon控制整个结构运行的时序，gon为高的时候，电感电流处于充电状态，电流在上升，所以gon信号为高的时候过零检测部分被屏蔽。只有当gon为低的时候，过零检测部分才会被使能。使用gon信号保证整个过零检测过程的速度和精度，防止过零检测的误触发。
61.本发明的开关电源的电感电流过零检测装置的工作过程为：
62.在gon为高的时候，此时整个开关电源的电感电流过零检测装置被屏蔽，处于不使能状态。避免zcd检测信号误触发。
63.在gon为低的时候，开关电源的电感电流过零检测装置开始工作：
64.第一阶段由时序控制电路控制开关s2接地，vsw给电容耦合电路充电并保持；第一开关s1接地，第二开关s2接地，第三开关s3、第四开关s4导通，确保一级预比较器cmp1、二级
比较器cmp2上面的失调电压信息开始存储到自动调零电容网络上；第五开关s5接地，zcd_out和三级比较器输出d断开，电平为低电平。
65.第二阶段时序控制电路控制第一开关s1接阈值电压输入端vref，确定下降量的阈值接入一级预比较器。第二开关s2接地，第三开关s3、第四开关s4断开，一级预比较器cmp1、二级比较器cmp2上面的失调电压信息存储完毕，保持在自动调零电容网络上。第五开关s5接地，zcd_out和三级比较器输出d断开，电平为低电平。
66.第三阶段时序控制电路控制第一开关s1接阈值电压输入端vref，确定下降量的阈值接入比较器。第二开关s2连接至电容耦合电路，确保vsw经过电容耦合电路之后接到滤波电路。此时电容耦合电路的左侧电位是vsw，右侧电位为0。vsw电位上升对应第二开关s2处电位为正，vsw电位下降对应第二开关s2处电位为负。第三开关s3、第四开关s4断开，一级预比较器cmp1、二级比较器cmp2上面的失调电压信息存储完毕，保持在自动调零电容网络上。此时一级预比较器cmp1、二级比较器cmp2开始比较动作。但是第五开关s5接地，zcd_out和三级比较器输出处d点断开，电平依然为低电平。
67.第四阶段：在第三阶段的基础上，将开关s5接d点，将三级比较器的比较结果实时传递到zcd_out。
68.整个比较过程一直持续，直到gon信号为高后停止。
69.结合图4和图5，在gon为高的时候此时p1、p2、p3均为高。如图5中的a区域，结合图4可知，此时gon为高，自动调零电容网络开始工作，放大器的失调信息存储在自动调零电容网络上面；p1为高，in2点接地；p2为高，in1点接地，vsw给电容耦合网络充电，令充电后的电压为vsw0；p3为高此时zcd_out信号输出为零。
70.在图5中的b区域，gon为低，此时a区域在自动调零电容网络上面存储失调信息的过程完毕；p1、p2、p3的状态和a区域一致。
71.在图5中的c区域，在b区域的基础上p1降低。此时vref的电压传送到in2点，vref的值标志着vsw的下降量阈值。p2、p3的状态保持不变。
72.在图5中的d区域，在c区域的基础上p2降低。此时in1点和地断开，电容耦合网络的电压接到in1点，其电压为vsw0，此时in1点的电压为vsw-vsw0。比较过程已经开始，但是比较的结果并未允许输出。
73.在图5中的e区域，在d区域的基础上p3降低，此时输出被释放。zcd_out随着输入端的变化而翻转。当vsw0-vsw的值小于vref的时候，zcd_out的输出为低。当vsw0-vsw的值大于vref的时候，zcd_out的输出为高。表明此时vsw和最初采样值vsw0相比的下降量超过vref。zcd_out由低变高的时刻即是电感电流过零的时刻。
74.根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
75.1.采用电容耦合的方式，检测的是开关节点vsw自身的下降变化量而不是电感两端的节点电压变化量。
76.2.采用四输入比较器，抑制偶次非线性干扰项引发的误差，提高比较结果的精度。
77.3.采用自动调零电容网络，大大降低失调电压。
78.4.采用gon信号(即功率管栅极的驱动信号)统一控制信号检测和比较的时序，避免误检测。
79.5.不需要复杂的检测补偿电路，节省成本，同时也有利于系统的稳定。
80.本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
81.本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。