基于时隙采样的干扰和通信一体化波形生成方法

1.本发明属于雷达干扰与通信技术领域，涉及一种波形生成方法，更进一步涉及一种基于时隙采样的干扰和通信一体化波形生成方法。


背景技术：

2.随着电子信息和通信技术的发展，通信工作频段逐渐向雷达干扰工作频段靠近，使二者在工作频段上出现一定的重叠，在通信设备和雷达干扰设备同时工作时，会产生同频段电磁互扰，影响通信质量，进而限制电子设备的运用场景。由于雷达干扰与通信设备在硬件部分的兼容、频段的重叠和工作原理的相似，将雷达干扰与通信设备集成在同一系统中，形成雷达干扰和通信一体化系统以实现硬件资源和频段共用，降低设备冗余度和提高频谱利用率。在运用场景中，雷达干扰机发射大功率干扰通信一体化信号，使波束主瓣对准被干扰雷达，旁瓣实现通信，在空间域、时间域和频域实现干扰和通信同时进行。
3.为实现干扰和通信的一体化，关键是设计能同时满足干扰和通信指标要求的波形，目前研究较多的是干扰和通信共用同一波形，一种基于噪声调相干扰的波形设计方法，该方法将需要传输的通信信息调制于噪声干扰信号的相位分量，进而生成一体化波形。例如石荣,胡苏,徐剑韬发表的论文“基于噪声调相干扰寄生扩频的隐蔽信息传输”中，将通信信息调制到噪声调相干扰信号的相位分量，进而生成一体化波形，但其存在的不足之处在于，该波形产生的压制式干扰需要较大功率才能形成有效干扰，功率利用率较低。


技术实现要素：

4.本发明的目的是针对上述现有技术的不足，提出一种基于时隙采样的干扰和通信一体化波形生成方法，解决现有技术设计的一体化波形在产生压制式干扰时功率利用率较低的技术问题。
5.为实现上述目的，本发明采取的技术方案包括如下步骤：
6.(1)初始化时隙采样的参数：
7.根据雷达信号x(t)的持续时间t和带宽，初始化时隙采样的重复周期为ts，根据时隙采样转发干扰的特点和通信速率rd的指标要求，初始化时隙采样的脉冲宽度为τ，其中，ts＝(l+1)τ，l为常数，2≤l≤5，t表示快时间；
8.(2)干扰机对雷达信号进行时隙采样：
9.干扰机对从t0时刻接收到的雷达信号x(t)进行n次等时隙采样，得到n个脉冲宽度为τ，重复周期为ts的时隙采样信号的集合s：
10.s＝{x1(t),
…
,xn(t),
…
,xn(t)}
[0011][0012]
其中，xn(t)表示第n个时隙采样信号，(t)表示第n个时隙采样信号，表示向下取整，t≥t0≥0，
rect(
·
)表示矩形包络函数；
[0013]
(3)干扰机构建基础信号的矩阵：
[0014]
干扰机对每个时隙采样信号xn(t)复制l次，并构建以复制次数为l行以时隙采样信号集合s所包含的时隙采样信号的个n为列的基础信号矩阵s
l
：
[0015][0016]
其中，x
ln
(t)是xn(t)对应的第l个基础信号；
[0017]
(4)干扰机构建延迟信号的矩阵：
[0018]
干扰机对每个基础信号x
ln
(t)进行l次τ时间延迟，得到l个按时间排序的延迟信号的矩阵s
lτ
：
[0019][0020]
(5)干扰机构建转发信号的矩阵：
[0021]
干扰机将自己生成的二进制数据串转换为并行的q路数据，并对该q路数据进行mpsk调制，生成mpsk数据，并将该mpsk数据调制到s
lτ
中除第一行以外的延迟信号中，得到1行未调制mpsk数据和l-1行调制mpsk数据的转发信号矩阵s
p
，其中q为常数，q＝log2(m)，log2(
·
)表示以2为底的对数函数；
[0022]
(6)干扰机获取干扰和通信一体化波形：
[0023]
干扰机对s
p
中的转发信号按时间先后进行转发，得到所设计的干扰和通信一体化波形xj(t)。
[0024]
本发明与现有技术相比，具有以下优点：
[0025]
本发明对雷达信号进行时隙采样得到时隙采样信号，对时隙采样信号作处理后生成转发信号矩阵，转发信号矩阵的第一行信号为时隙采样信号的τ时间延迟，在雷达端经脉冲压缩处理后能产生多个距离欺骗式假目标，其余l-1行转发信号包含有调制的通信信息，其在雷达信号处理端能获得部分脉冲压缩增益，产生功率更大的压制式干扰效果，进而提高功率利用率。
附图说明
[0026]
图1为本发明的实现流程图；
[0027]
图2为本发明所生成的mpsk数据的结构示意图；
[0028]
图3为本发明转发信号矩阵s
p
的时间域分布图；
[0029]
图4为本发明的误码率曲线仿真图；
[0030]
图5为本发明的脉冲压缩结果仿真图；
[0031]
图6为本发明为干扰波形时雷达检测概率与干信比的关系曲线仿真图；
[0032]
图7为现有噪声调相波形为干扰波形时雷达检测概率与干信比的关系曲线仿真图。
具体实施方式
[0033]
以下结合附图和实施例对本发明作进一步的详细描述。
[0034]
参照附图1，本发明包括以下步骤：
[0035]
步骤1)初始化时隙采样的参数：
[0036]
根据雷达信号x(t)的持续时间t和带宽，初始化时隙采样的重复周期为ts，根据时隙采样转发干扰的特点和通信速率rd的指标要求，初始化时隙采样的脉冲宽度为τ，其中，ts＝(l+1)τ，l为常数，2≤l≤5，t表示快时间。
[0037]
本实施例中雷达信号x(t)为线性调频信号，其表达式为：
[0038][0039]
其中，a、t、k、分别表示雷达信号x(t)的幅度、持续时间、调频斜率、初始相位，t≥t0≥0，t0为雷达信号的起始时间，exp(j
·
)表示复指数函数，rect(
·
)表示矩形包络函数。
[0040]
根据时隙采样转发干扰原理可知，要产生多个逼真的假目标，时隙采样的重复周期ts与雷达信号的持续时间和带宽需满足的条件为：
[0041][0042]
其中，雷达信号的带宽b＝k
·
t，根据上式已知的雷达带宽b和持续时间t得到间歇采样周期ts，本实施例中t＝100us，b＝10mhz，ts＝4us。
[0043]
根据时隙采样转发干扰原理和通信速率rd的指标要求，时隙采样的脉冲宽度τ与ts和通信速率的关系应满足：
[0044][0045]
其中，p为常数，表示时间段τ内能调制的通信数据的总数，l为常数，2≤l≤5，本实施例中rd＝8m
·
symbol
·
s-1
，τ＝1us。
[0046]
步骤2)干扰机对雷达信号进行时隙采样：
[0047]
干扰机对从t0时刻接收到的雷达信号x(t)进行n次等时隙采样，得到n个脉冲宽度为τ，重复周期为ts的时隙采样信号的集合s：
[0048]
s＝{x1(t),
…
,xn(t),
…
,xn(t)}
[0049][0050]
其中，xn(t)表示第n个时隙采样信号，(t)表示第n个时隙采样信号，表示向下取整。
[0051]
集合s中的信号在雷达处理端经脉压处理后的结果ys(t)：
[0052][0053]
其中，sin(
·
)表示正弦函数，cos(
·
)表示余弦函数，fs＝1/ts，表示时隙采样的频率，y(t)为雷达信号x(t)经脉压处理后的结果，表示为：
[0054][0055]
其中，sinc(
·
)表示辛格函数，由ys(t)的表达式可以看出，集合s中的信号在雷达处理端经脉压处理后，可以形成一个幅度为的主假目标y(t)和包络服从的次假目标群。
[0056]
步骤3)干扰机构建基础信号的集合：
[0057]
干扰机对每个时隙采样信号xn(t)复制l次，并构建以复制次数为l行以时隙采样信号集合s所包含的时隙采样信号的个n为列的基础信号矩阵s
l
：
[0058][0059]
其中，x
ln
(t)是xn(t)对应的第l个基础信号；
[0060]
步骤4)干扰机构建延迟信号的矩阵：
[0061]
干扰机对每个基础信号x
ln
(t)进行l次τ时间延迟，得到l个按时间排序的延迟信号的矩阵s
lτ
：
[0062][0063]
步骤5)干扰机构建转发信号的矩阵
[0064]
干扰机将自己生成的二进制数据串转换为并行的q路数据，并对该q路数据进行mpsk调制，生成mpsk数据，并将该mpsk数据调制到s
lτ
中除第一行以外的延迟信号中，得到1行未调制mpsk数据和l-1行调制mpsk数据的转发信号矩阵s
p
：
[0065][0066]
其中，q为常数，q＝log2(m)，log2(
·
)表示以2为底的对数函数，a(i,l,n)表示对x
ln
(t-lτ)信号调制的第i个mpsk数据，i∈{1,2
…
p}，p表示调制的mpsk数据的总数，调制的mpsk数据结构如图2所示，图中每个数据的发送时间为tr，在时宽τ内调制p个mpsk数据。转发信号矩阵s
p
在时域的分布如图3所示，图中相邻两个时隙采样信号间隔内共有l个转发信号，其中第一个转发信号为时隙采样信号的副本，不携带通信信息，其余l-1个转发信号调制有mpsk数据。调制有mpsk数据的转发信号，由于通信信号的随机性，从时宽τ来看，其在相位上是不连续的，经过脉冲压缩处理后不能形成sin(
·
)包络的脉冲信号，但在一个mpsk数据调制时间tr内，其相位是连续的，这部分相位连续的信号可获得部分脉冲压缩增益，在雷达端的输出功率远大于噪声信号作为干扰信号时的功率，从干扰效果来看形成一种灵巧噪声干扰。
[0067]
步骤6)干扰机获取干扰和通信一体化波形：
[0068]
干扰机对s
p
中的转发信号按时间先后进行转发，得到所设计的干扰和通信一体化波形xj(t)：
[0069][0070]
下面结合仿真实验对本发明的技术效果作进一步的说明：
[0071]
1.仿真条件和内容：
[0072]
仿真采用的雷达信号为线性调频信号，噪声信道为高斯白噪声信道，本实施例中mpsk为8psk，具体仿真参数如下表所示：
[0073]
表格1仿真参数
[0074]
参数类型数值参数类型数值脉冲宽度/us100雷达带宽/mhz10时隙采样间隔/us4时隙采样时宽/us1通信速率/m
·
symbol
·
s-1
8干扰机与雷达的距离/km20
[0075]
软件环境：inter(r)core(tm)i7-11700f cpu@2.50ghz,windows10家庭中文版64位操作系统下的matlab r2020b仿真软件。
[0076]
仿真1：对本发明的误码率进行仿真，其结果如图4所示；
[0077]
仿真2：对本发明的脉冲压缩结果进行仿真，其结果如图5所示；
[0078]
仿真3：对本发明为干扰波形时雷达检测概率与干信比的关系曲线进行仿真，其结果如图6所示；
[0079]
仿真4：对现有噪声调相波形为干扰波形时雷达检测概率与干信比的关系曲线进行仿真，其结果如图7所示；
[0080]
2.仿真结果分析：
[0081]
参照图4，图中的横坐标表示比特信噪比，纵坐标表示一体信号的误码率。从图中可以看出，当比特信噪比大于14db时，可使误码率降低到10-5
以下，理论上可以保证通信速率为8m
·
symbol
·
s-1
时的通信信息的可靠传输。
[0082]
参照图5，图中的横坐标表示距离，纵坐标表示一体信号的脉冲压缩归一化幅度。从图中可以看出，一体化信号的脉压输出产生一个主假目标和多个对称分布的次假目标，起到欺骗干扰的效果。调制了通信数据的转发信号的脉压输出成为噪底，起到抬高雷达检测门限的作用，具有压制式干扰效果。
[0083]
参照图6，图中的横坐标表示干信比，纵坐标表示雷达的检测概率。从图中可以看出，随着干信比的增大，雷达的检测概率逐渐减小，当干信比为18db时，可以起到明显的干扰效果(雷达检测概率低于0.1)。
[0084]
参照图7，图中的横坐标表示干信比，纵坐标表示雷达的检测概率。从图中可以看出，随着干信比的增大，雷达的检测概率逐渐减小，当干信比为28db时，可以起到明显的干扰效果(雷达检测概率低于0.1)。
[0085]
对比图6和图7可以发现，当有明显的干扰效果(雷达检测概率低于0.1)时，一体化信号的功率比现有技术生成的一体化信号的功率小10db，功率利用率明显高于现有技术方法。
[0086]
综上，本发明所提出的一体化波形的通信速率可以达到m
·
symbol
·
s-1
，同时可以产生欺骗式和压制式的组合式干扰，在功率利用率上优于现有一体化波形。