一种mp-stap双机协同降低mdv的方法
技术领域：
：1.本发明属于雷达运动目标检测领域，具体涉及一种mp-stap双机协同降低mdv的方法。
背景技术：
：：2.在雷达运动目标检测中，低速目标检测是其中一部分。低速目标(如速度小于50m/s等)速度低的原因往往有两个，一个是因为目标本身速度就很低，例如直升机、旋翼无人机等。另一个是因为目标的速度方向与视线之间的夹角的余弦值很低，导致径向速度很低，例如垂直向上发射的导弹，其初始速度本身就很低，再加上飞行方向主要向上，使得径向速度更低。3.mdv(minimumdetectablevelocity，最小可检测速度)是低速目标检测中的一个重要指标。mdv是指雷达所能检测到的目标的最小的径向速度，它表示了雷达系统对低速运动目标检测的能力，给出了可检测运动目标速度范围的下界。当目标的径向速度低于mdv时，目标会湮没在主瓣杂波中无法检测，也不利于后续测角、跟踪等工作。降低mdv可以使得目标具有较小径向速度时也可以进入旁瓣杂波区，容易被检测。在单基雷达场景下，受空间的限制，天线孔径不能太大，导致空间分辨率较低，因而对低速目标的检测能力有限。4.这时，要进一步提高检测性能，可以采用双机协同的工作模式，即采用双机雷达系统。双机雷达系统，顾名思义，指的是系统中包含两个机载平台，每个机载平台同时具备信号收发能力。双机协同检测有以下几个好处：(1)在抑制杂波与检测方面，两个机载平台可以灵活配置双机构型，使目标不会同时落在主瓣杂波区，有利于检测。(2)在抗干扰方面，为了避免敌方的侦察与干扰，双机仍可采用无源工作方式，这样可以避免敌方干扰机的主瓣同时对两个不同方向的雷达接收机进行干扰。5.目前，对于双机协同提高低速目标检测性能的研究主要集中在“它发己收”的双基雷达模式上。但现有技术中，该模式并没有利用两个天线的有效孔径，也没有针对性较强的mdv降低方法，比如michaelmertens等提出的《minimumdetectablevelocityevaluationofbistaticradaranditsrelevanceforgroundtargettracking》一文，研究了不同双基构型下mdv的变化，并通过仿真验证了不同构型下的mdv是不同的，但未对其变化做深入的分析。6.因此，针对上述情况，亟需一种新的双机协同降低mdv的方法，以提高低速目标检测性能。技术实现要素：7.为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供一种mp-stap双机协同降低mdv的方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：8.在给定的雷达系统参数下，确定双机雷达系统中第一机载平台和第二机载平台均按照预设方式工作；其中，所述预设方式包括每个机载平台采用自发自收的工作模式；两个机载平台对应的载机同向飞行且航向同速度方向；所述第二机载平台的高度大于所述第一机载平台的高度；两个机载平台的天线沿航向排列；沿航向基线采用第一预设值，垂直基线采用第二预设值；所述第一预设值小于所述第二预设值；所述沿航向基线和所述垂直基线分别为两个机载平台的天线在水平方向的间距和在垂直方向的间距；9.获取两个机载平台的杂波数据；对第二机载平台的杂波数据，利用插值挪动方式对距离-多普勒单元进行补偿，以和第一机载平台的杂波数据中相应距离-多普勒单元进行中心对齐，得到第二机载平台的新的杂波数据；10.根据所述第一机载平台的杂波数据和所述第二机载平台的新的杂波数据，获取两个机载平台的距离向杂波信号；对所述两个机载平台的距离向杂波信号分别进行距离向预滤波，得到两个机载平台更新后的杂波数据；11.对所述两个机载平台更新后的杂波数据进行全阵自由度联合空时自适应处理，并利用处理结果得到降低后的mdv值。12.在本发明的一个实施例中，所述第一预设值是通过对不同沿航向基线下的速度响应结果图分别对应的盲速个数和曲线凹口大小比较分析后择优确定的；13.所述第二预设值是在确定的第一预设值的基础上，根据安全飞行要求的两个载机的飞行高度差确定的。14.在本发明的一个实施例中，所述第一预设值为3米；所述第二预设值为200米。15.在本发明的一个实施例中，所述对第二机载平台的杂波数据，利用插值挪动方式对距离-多普勒单元进行补偿，以和第一机载平台的杂波数据中相应距离-多普勒单元进行中心对齐，得到第二机载平台的新的杂波数据，包括：16.确定所述第二机载平台相对所述第一机载平台的距离差值δr和多普勒频率差值δfdc；确定δr和δfdc的计算精度1/q；其中，q为大于0的自然数；17.基于δr和δfdc计算针对每个距离-多普勒单元，所述第二机载平台相对所述第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量；18.对所述第二机载平台的杂波数据进行多普勒维、距离门维的q倍插值，使其杂波数据的维数从n×k×l变为n×100k×100l；其中，n为所述第二机载平台的天线阵元数；k为所述第二机载平台的雷达发射机发射的脉冲数；l为最大不模糊距离门数；19.根据计算得到的针对每个距离-多普勒单元，所述第二机载平台相对所述第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量，将所述第二机载平台的杂波数据插值后的相应距离-多普勒单元在距离-多普勒平面上挪动至对应位置，以和所述第一机载平台的相同距离-多普勒单元中心对齐；20.对所述第二机载平台挪动后的杂波数据进行重采样恢复至原来维数，得到第二机载平台的新的杂波数据。21.在本发明的一个实施例中，所述确定所述第二机载平台相对所述第一机载平台的距离差值δr和多普勒频率差值δfdc的过程中采用的计算公式，包括：22.[0023][0024]其中，r1为所述第一机载平台到散射点的距离；r2为所述第二机载平台到散射点的距离；x12为所述第一机载平台和所述第二机载平台之间的间距，表示为基线的长度；h1为所述第一机载平台的高度；h2为所述第二机载平台的高度；fd1为所述第一机载平台对应杂波块的多普勒频率；fd2为所述第二机载平台对应杂波块的多普勒频率；v为机载平台速度；λ为雷达工作波长；θ1为所述第一机载平台的方位角；θ2为所述第二机载平台的方位角；为所述第一机载平台的俯仰角；为所述第二机载平台的俯仰角；ψv1为所述第一机载平台的速度锥角；ψv2为所述第二机载平台的速度锥角。[0025]在本发明的一个实施例中，所述确定δr和δfdc的计算精度1/q，包括：[0026]针对当前i值，执行表达式确定步骤，包括：将δr和δfdc分别视为r2和θ2的函数δr＝f1(r2,θ2)和δfdc＝f2(r2,θ2)，根据二元函数的泰勒公式分别确定两个函数在(r2,θ2)邻域内一点(r2+δh,θ2+δk)的i阶拉格朗日型余项的表达式oif1和oif2；其中，i为大于0的自然数，首次执行时i＝1；δh和δk为预设的极小值；[0027]估算oif1和oif2的数量级；[0028]判断当前i值是否满足：1/b的数值和oif1的数量级的数值之比大于预设值，且1/bn的数值和oif2的数量级的数值之比大于预设值；其中，b为信号带宽；bn为多普勒带宽；[0029]若是，确定δr和δfdc的计算精度若否，将当前i值加一后返回执行表达式确定步骤，直至确定出δr和δfdc的计算精度。[0030]在本发明的一个实施例中，所述基于δr和δfdc计算针对每个距离-多普勒单元，所述第二机载平台相对所述第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量，包括：[0031]将δr和δfdc通过距离分辨率、多普勒分辨率换算成距离门的差值和多普勒通道的差值，得到针对所有杂波块，所述第二机载平台相对所述第一机载平台的距离门的补偿量和多普勒通道的补偿量；[0032]由多普勒通道的中心频率所对应的杂波块的补偿量为准进行挪动，将每个距离-多普勒单元的中心与所述第一机载平台相同的距离-多普勒单元的中心对齐，得到针对每个距离-多普勒单元，所述第二机载平台相对所述第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量。[0033]在本发明的一个实施例中，所述根据计算得到的针对每个距离-多普勒单元，所述第二机载平台相对所述第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量，将所述第二机载平台的杂波数据插值后的相应距离-多普勒单元在距离-多普勒平面上挪动至对应位置，包括：[0034]针对所述第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，根据计算得到的针对该距离-多普勒单元，所述第二机载平台相对所述第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量的绝对值确定对应的挪动距离；[0035]针对所述第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，根据计算得到的针对该距离-多普勒单元，所述第二机载平台相对所述第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量的正负情况确定对应的挪动方向；[0036]将所述第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，根据其确定的挪动距离和挪动方向，在距离-多普勒平面上挪动至对应位置。[0037]在本发明的一个实施例中，所述针对所述第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，根据计算得到的针对该距离-多普勒单元，所述第二机载平台相对所述第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量的绝对值确定对应的挪动距离，包括：[0038]针对所述第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，对所述距离门补偿量和多普勒通道补偿量中任一种，根据该种补偿量的绝对值的q倍数，确定该距离-多普勒单元的该种补偿量对应的挪动距离；[0039]所述针对所述第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，根据计算得到的针对该距离-多普勒单元，所述第二机载平台相对所述第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量的正负情况确定对应的挪动方向，包括：[0040]针对所述第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，根据该种补偿量的正负情况确定该距离-多普勒单元的该种补偿量对应的挪动方向；其中，距离门补偿量为正时挪动方向向下，为负时挪动方向向上；多普勒补偿量为正时挪动方向向右，为负时挪动方向向左。[0041]在本发明的一个实施例中，所述对所述两个机载平台的距离向杂波信号分别进行距离向预滤波，得到两个机载平台更新后的杂波数据，包括：[0042]对所述两个机载平台的距离向杂波信号求互相关函数；[0043]对所述互相关函数进行傅里叶变换得到其频谱，并根据频谱特性将峰值所对应的频率确定为δf；[0044]对所述第一机载平台的距离向杂波信号在[-b/2,b/2-δf]范围内进行匹配滤波并加窗处理；对所述第二机载平台的距离向杂波信号在内[δf-b/2,b/2]范围内进行匹配滤波并加窗处理，得到两个机载平台更新后的杂波数据。[0045]本发明的有益效果：[0046]相比现有技术，本发明实施例方法适用于混合基线下工作在“自发自收”模式下的双机雷达，相比单基雷达而言，本发明实施例天线孔径较长，可以进一步降低mdv；相比分布式雷达而言，本发明实施例没有空时同步的问题，能够节省资源，实现起来较为容易。而且本发明实施例弥补了在双机雷达在“自发自收”模式下针对低速目标检测性能方面研究的缺失，能够有效利用两个机载平台天线的有效孔径，并提出了针对性较强的降低mdv，提高低速目标检测性能的方法。附图说明[0047]图1为本发明实施例所提供的一种mp-stap双机协同降低mdv的方法的流程示意图；[0048]图2(a)～图2(d)为本发明实施例中不同沿航向基线下的速度响应结果图；[0049]图3为本发明实施例中四种天线排布下的自适应速度响应对比图；[0050]图4为本发明实施例中双机观测场景的几何结构示意图；[0051]图5为本发明实施例中两个机载平台的杂波r-d单元示意图；[0052]图6(a)和图6(b)为本发明实施例中每个杂波块的距离门、多普勒通道补偿量图；[0053]图7(a)和图7(b)为本发明实施例中每个r-d单元的距离门、多普勒通道补偿量图；[0054]图8为本发明实施例中相邻r-d单元插值前后位置示意图；[0055]图9为本发明实施例中r-d单元插值后挪动示意图；[0056]图10为本发明实施例中第一机载平台与某r-d单元的几何关系示意图；[0057]图11(a)～图11(d)为本发明实施例中只有垂直基线时，干涉相位的理论值结果图；[0058]图12为本发明实施例预滤波中两个机载平台的回波频谱与空间谱之间的关系示意图；[0059]图13为本发明实施例的mp-stap方法的具体流程示意图；[0060]图14(a)～图14(d)为本发明实施例中不同的垂直基线下两个平台同一r-d单元间的干涉相位结果图；[0061]图15(a)和图15(b)为本发明实施例中预滤波前后两个机载平台同一r-d单元间的干涉相位结果图；[0062]图16(a)～图16(d)为本发明实施例中联合pd处理、ati处理与单基pd处理后的结果图；[0063]图17(a)～图17(d)为本发明实施例中联合efa处理、ati+efa处理与单基efa处理后的结果图。具体实施方式[0064]下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。[0065]为了解决现有关于双机协同降低mdv的研究中集中采用的“它发己收”的双基雷达模式并没有利用两个天线的有效孔径，也没有提出针对性较强的mdv降低方法的问题，本发明实施例提供了一种mp-stap双机协同降低mdv的方法。[0066]需要说明的是，本发明实施例所提供的一种mp-stap双机协同降低mdv的方法的执行主体可以为一种mp-stap双机协同降低mdv的装置，该装置可以运行于电子设备中。其中，该电子设备可以为一服务器或终端设备，当然并不局限于此。[0067]如图1所示，本发明实施例所提供的一种mp-stap双机协同降低mdv的方法，可以包括如下步骤s1～s4：[0068]s1，在给定的雷达系统参数下，确定双机雷达系统中第一机载平台和第二机载平台均按照预设方式工作；[0069]其中，预设方式包括每个机载平台采用自发自收的工作模式；两个机载平台对应的载机同向飞行且航向同速度方向；第二机载平台的高度大于第一机载平台的高度；两个机载平台的天线沿航向排列；沿航向基线采用第一预设值，垂直基线采用第二预设值；第一预设值小于第二预设值；沿航向基线和垂直基线分别为两个机载平台的天线在水平方向的间距和在垂直方向的间距。[0070]具体的，本发明实施例首先获取给定的雷达系统参数，包括第一机载平台和第二机载平台的坐标、天线阵元形式和数量、脉冲数、信号带宽，机载平台速度、雷达脉冲重复频率和检测门限等。[0071]然后，确定双机雷达系统中第一机载平台和第二机载平台均按照预设方式工作。其中，预设方式表征工作模式和双机构型，是根据实验预先确定的。[0072]其中，实验确定预设方式的具体过程包括：[0073]双机雷达系统中两个载机分别对应为第一机载平台和第二机载平台；设置“自发自收”模式下的两架载机同向飞行，航向与速度方向相同，各机载平台的天线均以正侧等距线阵的形式沿航向安装，阵元数均为n，阵元间距均为d。其中n和d均为大于0的实数；两个机载平台的天线在水平方向的间距叫做沿航向基线，沿航向基线的长度定义为x//。沿航向基线越长，两个机载平台的接收天线构成的整体天线也就越长，则mdv越小。但研究发现，过长的沿航向基线会带来过小的mdv和过多的盲速。而过小的mdv会使得杂波内部运动产生虚警，影响目标检测性能。过多的盲速会造成目标在过多的径向速度下无法检测。目标响应随速度的变化可以用速度响应来衡量。[0074]所谓盲速，是指在相邻周期运动目标回波信号的相位差是2π的整数倍的情况下，使得目标回波与固定回波相同而无法检测，此时目标对应的径向速度满足以下公式(1)：[0075][0076]其中，为相位差；vr为径向速度；t为一个周期；λ为雷达工作波长；fdt为目标的多普勒频率；k＝0,±1,±2k。[0077]盲速的计算公式如公式(2)所示：[0078][0079]其中，vrb为盲速；v为机载平台速度；x//为沿航向基线的长度。在不发生速度模糊的情况下，vrmax＝λfr/4为最大径向速度，vrb∈[-vrmax,vrmax]，fr为prf(pulserepetitionfrequency，脉冲重复频率)。沿航向基线越长，k取值越多，盲速越多。[0080]由此可得，目标的速度响应为：[0081][0082]其中，gv(vr)为目标的速度响应；盲速也是速度响应为0时对应的径向速度。[0083]为了确定最优沿航向基线的长度，也就是第一预设值，对不同的沿航向基线下的速度响应进行理论分析。具体的，第一预设值是通过对不同沿航向基线下的速度响应结果图分别对应的盲速个数和曲线凹口大小比较分析后择优确定的。其中，择优的原则是盲速个数较少且曲线凹口较小。[0084]以一个具体的实例说明该过程。在一种给定的雷达系统参数下，根据公式(2)可以计算出不同沿航向基线下的盲速个数，获得不同沿航向基线下的速度响应结果图，比如初始状态下，设置沿航向基线为1m、10m和30m等；查看对应沿航向基线下速度响应结果图中盲速个数和曲线凹口，若不满足对盲速个数和曲线凹口的预设要求，则可以在初始状态基础上再增加作为中间值的航向基线，比如在1m和10m之间增加3m，得到修改后的沿航向基线为1m、3m、10m和30m，并再次观察分析。[0085]图2的(a)～(d)分别给出了沿航向基线为1m、3m、10m、30m下的速度响应。可见，当沿航向基线为1m时，盲速个数为11；当沿航向基线为3m时，盲速个数为31；当沿航向基线为10m时，盲速个数为101；当沿航向基线为30m时，盲速个数为301。图2中，横轴为径向速度，单位为m/s(即米/秒)，纵轴为速度响应，单位为v，表示伏特。可以看出，在感兴趣的速度范围[-200m/s，200m/s]内，图2各图中速度响应为0时的径向速度即为盲速。因为径向速度每隔0.5取一个点画图，所以图2各图中盲速个数与计算之间有出入。1m、3m时的盲速较少且3m时的凹口比1m时的凹口窄，对低速目标的检测能力更强。因此，可以将3m定为该雷达系统参数下的沿航向基线长度。由于取1m～5m中的任意值，所得到的实验结果和图2类似，因此，可选的一种实施方式中，第一预设值为3米。[0086]为了说明双机雷达相较于单基雷达的优势，可将天线分为四种排布方式：一个平台上的天线分成两个子孔径，一个平台上的天线分成四个子孔径，两个平台上的天线分成四个子孔径，两个平台上的天线分成八个子孔径。对其自适应速度响应进行比较，如图3所示，其中，一平台两孔径的曲线以实线+空心圆圈示意；一平台四孔径的曲线以实线+实心正方形示意；两平台四孔径的曲线以实线+实心三角形示意；两平台八孔径的曲线以实线+实心竖线示意。自适应速度响应的表达式为：[0087][0088]其中，gav(vr)为自适应速度响应；w为空时权矢量；wh为w的转置矩阵；sst(vr)为目标的空时导向矢量；ss为目标的空域导向矢量；st(vr)为目标的时域导向矢量；为求克罗内克积。[0089]从图3中可以看出，因为β＝2v/(dfr)＝0.5，最大空间频率0.5对应的归一化多普勒频率为0.25，所以对应径向速度在[-200m/s,-100m/s)u(100m/s,200m/s]时，目标进入噪声区，不会出现多余凹口。当旁瓣杂波与目标处于同一个多普勒通道时，空域自适应处理需要形成凹口抑制旁瓣杂波，目标的速度响应较好。但又因为子孔径间的距离大于等于波长的一半，合成方向图会产生栅瓣。根据栅瓣特性，可得栅瓣位置与个数的计算公式为：[0090][0091]其中，n0为子孔径内的阵元数；d为阵元间距；θd为栅瓣对应的方位角；θ0为主波束的方位角。合成方向图的栅瓣会产生栅瓣杂波，当栅瓣杂波与目标处于同一个多普勒通道时，由于空间模糊，此时形成的凹口会造成目标方向出现栅凹口。因此，目标被抑制，在栅瓣所在的空间频率对应径向速度处目标的响应会下降。例如，根据式(5)，主波束的方位角为90°时，一平台两孔径下的方向图会在空间频率为±0.25、±0.5处产生栅瓣。又因为β＝0.5，所以自适应速度响应在±50m/s、±100m/s周围也会产生多余凹口。最后，由于双机雷达在0m/s处的凹口宽度小于单基雷达，因此，沿航向基线有利于扩大接收天线的长度，使得双机雷达对低速目标的检测能力优于单基雷达。[0092]由于沿航向基线有限，为了保证安全飞行，本发明实施例需要让两架载机在不同高度上飞行，即增加垂直基线。因此，第二预设值是在确定的第一预设值的基础上，根据安全飞行要求的两个载机的飞行高度差确定的。比如，第一预设值为3m时，第二预设值可以为200米，等等。[0093]请参见图4给出的本发明实施例的双机检测模型的几何结构。图4中，平台1和平台2分别表示第一机载平台和第二机载平台，且后文示例中同样做此简称。各机载平台速度的方向(v的方向)均与y轴正方向平行；平台1与平台2的高度分别为h1和h2；其中平台高度为平台中心到xoy平面的高度；平台1与平台2之间的间距叫做基线，基线的长度为x12，其满足x⊥＝h2-h1表示垂直基线的长度。平台1的坐标为(x1,y1,h1)；平台2的坐标为(x2,y2,h2)；散射点p的坐标为(x0,y0,0)；平台1与平台2到散射点的距离分别为r1和r2；平台1与平台2的方位角分别为θ1和θ2；平台1与平台2的俯仰角分别为和平台1与平台2的速度锥角分别为ψv1和ψv2；平台1与平台2的观测视角分别为φ1和φ2，关于以上各种参数的具体含义请结合图4以及相关技术理解，在此不做详细说明。[0094]通过上述预先实验，可以确定双机雷达系统的工作模式和双机构型，工作模式是自发自收，本发明实施例采用的“自发自收”的工作模式可以充分利用两个载机平台天线的沿航向排列，获得一定的沿航向基线，使得两个天线合并成一个长天线，因而能够增大接收天线的长度，从而降低mdv。[0095]双机构型是“自发自收”下的混合基线的构型，即沿航向基线结合垂直基线。其中，沿航向基线较短，作用是增加天线接收孔径，降低mdv；垂直基线较长，作用是保证安全飞行。[0096]s2，获取两个机载平台的杂波数据；对第二机载平台的杂波数据，利用插值挪动方式对距离-多普勒单元进行补偿，以和第一机载平台的杂波数据中相应距离-多普勒单元进行中心对齐，得到第二机载平台的新的杂波数据；[0097]以下结合研究构思对该步骤进行说明。对于混合基线下的两个机载平台而言，由于机载平台处于不同位置会导致接收到的杂波的距离-多普勒单元(简称r-d单元)不对齐，地面同一杂波块会位于不同的r-d单元，同一r-d单元相对两个机载平台的距离、多普勒频率都不相同。这样就无法将两个机载平台的回波信号进行联合处理，也就无法利用两个机载平台降低mdv。因此，发明人经分析确定，首先要采用一定的方法让两个平台对应的r-d单元具有相同的距离和多普勒频率。[0098]具体的，发明人研究了双机模型下杂波的等距离环、等多普勒线与r-d单元，请参见图5。为了区分，平台1的曲线采用加粗线示意。等距离环在地面上呈现圆环的形状，等多普勒线呈现双曲线的形状，圆环与相邻双曲线围成的区域为一个r-d单元，一个r-d单元的杂波信号为所在区域所有杂波散射点信号的叠加。两个机载平台的等距离环与等多普勒线在地面上有重叠。因为r-d单元中心的杂波散射点即该多普勒通道中心频率所对应的杂波散射点决定了该r-d单元是哪个距离门、哪个多普勒通道，所以可以对r-d单元进行补偿，补偿时将r-d单元相对两个机载平台的中心散射点对齐即可。[0099]要想对齐两个机载平台的每个r-d单元的中心，就要计算两个机载平台视角下的r-d单元相差多少个距离门、多少个多普勒通道。根据图4中的几何关系，可知：[0100][0101][0102][0103][0104]其中，上述公式(6)～(9)中各参数请参见图4相关解释。[0105]在此基础上，可以利用插值挪动方式对第二机载平台的杂波数据中距离-多普勒单元进行补偿，以使第二机载平台的杂波数据和第一机载平台的杂波数据中相应距离-多普勒单元的中心对齐，从而得到第二机载平台的新的杂波数据。[0106]具体的，对第二机载平台的杂波数据，利用插值挪动方式对距离-多普勒单元进行补偿，以和第一机载平台的杂波数据中相应距离-多普勒单元进行中心对齐，得到第二机载平台的新的杂波数据，包括：[0107]s21，确定第二机载平台相对第一机载平台的距离差值δr和多普勒频率差值δfdc；确定δr和δfdc的计算精度1/q；[0108]其中，基于前文描述的内容，确定第二机载平台相对第一机载平台的距离差值δr和多普勒频率差值δfdc的过程中采用的计算公式，包括：[0109][0110][0111]其中，r1为第一机载平台到散射点的距离；r2为第二机载平台到散射点的距离；x12为第一机载平台和第二机载平台之间的间距，表示为基线的长度；h1为第一机载平台的高度；h2为第二机载平台的高度；fd1为第一机载平台对应杂波块的多普勒频率；fd2为第二机载平台对应杂波块的多普勒频率；v为机载平台速度；λ为雷达工作波长；θ1为第一机载平台的方位角；θ2为第二机载平台的方位角；为第一机载平台的俯仰角；为第二机载平台的俯仰角；ψv1为第一机载平台的速度锥角；ψv2为第二机载平台的速度锥角。[0112]计算δfdc时，杂波块在地面上是固定的，其方位角与平台位置无关，可将θ1、θ2取值相同，都为视为地面杂波块的方位角，即θ1＝θ2。由公式(10)、公式(11)可以看出，δr、δfdc与θ2和r2有关，且根据三角形特性可知，δr《x12。在远程杂波的范围内，r2越大，δr越小。考虑实际情况，取值为θ2∈[0,π]、r2∈(h2,r2max]，为第二机载平台的雷达可视的最远距离，re为地球等效半径。[0113]δr、δfdc的计算精度会决定补偿精度，因此，需要先确定δr、δfdc的计算精度。可选的一种实施方式中，确定δr和δfdc的计算精度1/q，包括：[0114]1)，针对当前i值，执行表达式确定步骤，包括：将δr和δfdc分别视为r2和θ2的函数δr＝f1(r2,θ2)和δfdc＝f2(r2,θ2)，根据二元函数的泰勒公式分别确定两个函数在(r2,θ2)邻域内一点(r2+δh,θ2+δk)的i阶拉格朗日型余项的表达式oif1和oif2；[0115]其中，i为大于0的自然数，首次执行时i＝1；δh和δk为预设的极小值。[0116]具体的，以i＝2为例，根据二元函数的泰勒公式，可给出两个函数在(r2,θ2)邻域内一点(r2+δh,θ2+δk)的二阶拉格朗日型余项的表达式为：[0117][0118][0119]2)估算oif1和oif2的数量级；[0120]在上文示例基础上，针对公式(12)和(13)，0《κ《1；又因为r2∈(h2,r2max]，θ2∈[0,π]，δh、δk是一个预设的极小值，比如为0.01，可以估算出o2f1的数量级为10-13，o2f2的数量级为10-12。[0121]3)判断当前i值是否满足：1/b的数值和oif1的数量级的数值之比大于预设值，且1/bn的数值和oif2的数量级的数值之比大于预设值；[0122]其中，预设值可以为10000或100000。步骤3)实际上是判断是否满足：oif1的数量级远小于1/b，且oif2的数量级远小于1/bn。[0123]根据步骤2)得到的数量级，可以确定o2f1的数量级10-13，远小于1/b；o2f2的数量级为10-12，远小于1/bn。[0124]其中，b为信号带宽；bn为多普勒带宽。[0125]4)若是，确定δr和δfdc的计算精度[0126]其中，q为大于0的自然数。[0127]以上述示例继续说明，在步骤3)判断满足条件时，表示该计算误差在允许的范围之内，计算精度应达到因此，确定δr和δfdc的计算精度为[0128]5)若否，将当前i值加一后返回执行表达式确定步骤，直至确定出δr和δfdc的计算精度。[0129]可以理解的是，由于先从i＝1开始计算，如果根据二元函数的泰勒公式，给出两个函数在(r2,θ2)邻域内一点(r2+δh,θ2+δk)的一阶拉格朗日型余项的表达式并估算o1f1和o1f2的数量级，确定满足条件o1f1的数量级远小于1/b且o1f2的数量级远小于1/bn时，会确定δr和δfdc的计算精度为10。如果不满足上述条件才会进行i＝2的计算，当然，如果i＝2也无法满足上述条件，则会继续进行i＝3的计算，等等。[0130]s22，基于δr和δfdc计算针对每个距离-多普勒单元，第二机载平台相对第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量；[0131]其中，s22包括以下步骤：[0132]s221，将δr和δfdc通过距离分辨率、多普勒分辨率换算成距离门的差值和多普勒通道的差值，得到针对所有杂波块，第二机载平台相对第一机载平台的距离门的补偿量和多普勒通道的补偿量；[0133]s222，由多普勒通道的中心频率所对应的杂波块的补偿量为准进行挪动，将每个距离-多普勒单元的中心与第一机载平台相同的距离-多普勒单元的中心对齐，得到针对每个距离-多普勒单元，第二机载平台相对第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量。[0134]为了便于理解上述两个步骤，以下以一个具体的实例集中进行说明。[0135]首先对第二机载平台每个杂波块的距离门补偿量、多普勒通道补偿量进行计算，不考虑杂波的距离模糊和多普勒模糊，例如，第一机载平台的坐标为(0m，3m，7800m)，第二机载平台的坐标为(0m,0m,8000m)。将距离差值δr和多普勒频率差值δfdc通过距离分辨率、多普勒分辨率换算成距离门的差值和多普勒通道的差值，得到针对所有杂波块，第二机载平台相对第一机载平台的的距离门的补偿量和多普勒通道的补偿量，如图6的(a)、(b)所示。其中，图6(a)表示每个杂波块的距离门补偿量，(b)表示每个杂波块的多普勒通道补偿量，两图为原图灰度化后的效果。[0136]从图6的(a)、(b)可以看出，1-53号距离门r2《h2，距离不够长雷达还没有接收到地杂波信号。对于距离门的补偿量而言，由于基线长度不是很长，约为距离分辨率的1.33倍，补偿量较小，第二机载平台相对第一机载平台只差0到1.32个距离门。同一距离门下，补偿量随方位角θ2的增大呈递减的趋势，这是因为θ2越大，cosθ2越小且由正到负，δr越小。同一方位角θ2下，补偿量随距离门的增加呈递减的趋势。对于多普勒通道的补偿量而言，方位角θ2《π/2的杂波块补偿量小于等于0，这是因为cosθ2》0，则δfdc≤0。方位角θ2》π/2的杂波块补偿量大于等于0，这是因为cosθ2》0，则δfdc≥0。同一方位角θ2下，补偿量的绝对值随距离门的增加呈递减或不变的趋势。同一距离门下，补偿量的绝对值随方位角θ2的增大呈先降后增的趋势，这是因为在θ2为π/2时，cosθ2为0，δfdc为0。[0137]因为杂波数据的维数是n×k×l，l为最大不模糊距离门数，杂波抑制的处理对象是每一个r-d单元，所以需要算出各r-d单元的补偿量，按r-d单元进行补偿。为了得到每个r-d单元的补偿量，可以由多普勒通道的中心频率所对应的杂波块的补偿量为准进行挪动，将每个r-d单元的中心对齐即可。[0138]结果请参见图7，图7给出了每个r-d单元，第二机载平台相对第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量。其中图7(a)表示每个r-d单元的距离门补偿量；图7(b)表示每个r-d单元的多普勒通道补偿量。两图均为原图灰度化后的效果。[0139]从图7可以看出，1-53号距离门没有接收到杂波信号，1-18和49-64号多普勒通道对应的是噪声区，它们的距离门补偿量和多普勒通道补偿量均为0。在杂波区，对于距离门的补偿量而言，取值在0到1.32之间。相同距离门的r-d单元的补偿量随多普勒通道的增加呈递增的趋势。相同多普勒通道的r-d单元的补偿量随距离门的增加呈递减的趋势。对于多普勒通道补偿量而言，取值在-0.15到0.16之间，33号多普勒通道以左补偿量大于等于0，以右补偿量小于等于0。相同多普勒通道的r-d单元的补偿量的绝对值随距离门的增加呈递减或不变的趋势。在33号多普勒通道，补偿量均为0，这是因为33号多普勒通道处的方位角θ2的余弦值为0，此处杂波块相对两个平台落到同一个多普勒通道中。同一距离门下的r-d单元，补偿量的绝对值随多普勒通道的增加呈先降后升的趋势，在两个中心频率互为相反数的多普勒通道上，补偿量近似互为相反数。例如100号距离门、23号多普勒通道的补偿量为0.07，100号距离门、43号多普勒通道的补偿量为-0.07。这是因为23号多普勒通道处两个平台的方位角与43号多普勒通道处两个平台的方位角均互为相反数，则计算出的多普勒频率的差值也近似差一个负号。[0140]s23，对第二机载平台的杂波数据进行多普勒维、距离门维的q倍插值，使其杂波数据的维数从n×k×l变为n×100k×100l；[0141]其中，n为第二机载平台的天线阵元数；k为第二机载平台雷达发射机发射的脉冲数；l为最大不模糊距离门数。[0142]以上述示例继续说明。由于每个r-d单元由多个随机、各向同性的散射点构成，因此每个r-d单元都是相互独立的，可以按照距离门的补偿量与多普勒通道的补偿量分别挪动。在挪动过程前，因为补偿量的精度为1/q，所以需要对第二机载平台杂波数据的多普勒维与距离门维进行q倍插值，将杂波数据的维数变为n×qk×ql。为了便于理解，以下以q＝100进行举例说明。[0143]如图8所示，给出了在距离-多普勒平面上，相邻r-d单元插值前后的位置坐标。插值前，左上角正方形代表的r-d单元的坐标为(k,l)，左下角正方形代表的r-d单元的坐标为(k,l+1)，右上角正方形代表的r-d单元的坐标为(k+1,l)。左上角正方形代表的r-d单元与左下角正方形代表的r-d单元相差1个距离门，左上角正方形代表的r-d单元与右上角正方形代表的r-d单元相差1个多普勒通道。而插值后，多普勒维与距离门维的维数增大，插值前相邻的r-d单元在多普勒维与距离门维上中间多出99个r-d单元。即左上角正方形代表的r-d单元的坐标变为((k-1)×100+1,(l-1)×100+1)，左下角正方形代表的r-d单元的坐标变为((k-1)×100+1,100l+1)，右上角正方形代表的r-d单元的坐标变为(100k+1,(l-1)×100+1)。这样会使r-d单元在距离门和多普勒通道上分的更细，符合补偿量的精度，挪动时更加精准，从而将两个机载平台视角下的对应r-d单元的中心更精准的对齐。[0144]s24，根据计算得到的针对每个距离-多普勒单元，第二机载平台相对第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量，将第二机载平台的杂波数据插值后的相应距离-多普勒单元在距离-多普勒平面上挪动至对应位置，以和第一机载平台的相同距离-多普勒单元中心对齐；[0145]其中，根据计算得到的针对每个距离-多普勒单元，第二机载平台相对第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量，将第二机载平台的杂波数据插值后的相应距离-多普勒单元在距离-多普勒平面上挪动至对应位置，包括：[0146]针对第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，根据计算得到的针对该距离-多普勒单元，第二机载平台相对第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量的绝对值确定对应的挪动距离；[0147]针对第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，根据计算得到的针对该距离-多普勒单元，第二机载平台相对第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量的正负情况确定对应的挪动方向；[0148]将第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，根据其确定的挪动距离和挪动方向，在距离-多普勒平面上挪动至对应位置。[0149]具体的，针对第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，根据计算得到的针对该距离-多普勒单元，第二机载平台相对第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量的绝对值确定对应的挪动距离，包括：[0150]针对第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，对距离门补偿量和多普勒通道补偿量中任一种，根据该种补偿量的绝对值的q倍数，确定该距离-多普勒单元的该种补偿量对应的挪动距离；[0151]相应的，针对第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，根据计算得到的针对该距离-多普勒单元，第二机载平台相对第一机载平台的距离门补偿量和多普勒通道补偿量的正负情况确定对应的挪动方向，包括：[0152]针对第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元，根据该种补偿量的正负情况确定该距离-多普勒单元的该种补偿量对应的挪动方向；[0153]其中，距离门补偿量为正时挪动方向向下，为负时挪动方向向上；多普勒补偿量为正时挪动方向向右，为负时挪动方向向左。[0154]以上述示例具体说明，完成插值后可以对第二机载平台的杂波数据插值后的每个距离-多普勒单元进行挪动。挪动过程中，按照相应补偿量将插值后的r-d单元在距离-多普勒平面上挪动到对应位置。挪动距离为相应补偿量100倍的绝对值。挪动方向由相应补偿量的正负决定，距离门补偿量为正时向下挪动，为负时向上挪动；多普勒补偿量为正时向右挪动，为负时向左挪动。[0155]s25，对第二机载平台挪动后的杂波数据进行重采样恢复至原来维数，得到第二机载平台的新的杂波数据。[0156]延续上述示例，将所有r-d单元挪动完成后，应对杂波数据的多普勒维和距离门维进行每100个单元的重采样以恢复到原来维数。例如，如图9所示，第二机载平台对应的位于170号距离门、48号多普勒通道的r-d单元的距离门补偿量为0.43，多普勒通道补偿量为-0.04。即插值后，位于16858号距离门、4705号多普勒通道的r-d单元向下挪动43个单位、向左挪动4个单位，将其挪动到了16901号距离门、4701号多普勒通道。重采样后其位于170号距离门、48号多普勒通道。这样一来，第一机载平台的某个r-d单元与第二机载平台挪动完的相同r-d单元中心对齐，并在地面上重叠，重叠部分为杂波相关的区域。[0157]综上，s2的目的是，针对两个机载平台接收到的杂波r-d单元是不对齐的，同一杂波块相对两个平台会位于不同的r-d单元内，同一r-d单元相对两个平台的距离和多普勒频率都不同，利用插值挪动的方法对杂波r-d单元进行补偿。通过先计算每个r-d单元的距离门补偿量、多普勒通道补偿量。再根据补偿量的精度对杂波数据进行插值，将插值后的r-d单元挪动至对应位置。最后对杂波数据进行重采样，恢复至原来维数。最终使得挪动后的同一r-d单元相对两个平台中心对齐，在地面上重叠。[0158]s3，根据第一机载平台的杂波数据和第二机载平台的新的杂波数据，获取两个机载平台的距离向杂波信号；对两个机载平台的距离向杂波信号分别进行距离向预滤波，得到两个机载平台更新后的杂波数据；[0159]两个机载平台观测视角的差异会导致接收到的杂波信号去相关，这样会使得信号处理的结果变差。下面就两个机载平台接收r-d单元杂波信号的表达式与同一r-d单元之间的干涉相位的表达式进行推导。[0160]图10给出了第一机载平台对应的某r-d单元及其几何关系。其中，平台和平台2分别表示第一机载平台和第二机载平台。图10中，δθ1为第一机载平台对应的某r-d单元的角度分辨率，b1为第一机载平台对应的某r-d单元的短边，a1为第一机载平台对应的某r-d单元的长边。r-d单元是由若干个独立的杂波散射点组成的，其中，r-d单元中心的散射点的多普勒频率即为多普勒通道的中心频率fd01。设其两边等多普勒线上的多普勒频率为fd01-δfd/2和fd01+δfd/2，δfd＝fr/k为多普勒分辨率。假设发射波束主瓣照射到r-d单元的中心。此处将r-d单元近似看做矩形，计算其面积。[0161]相对第一机载平台，r-d单元的短边可以视为距离分辨率乘以擦地角的正割值：[0162]b1＝δrsecψc1ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ(14)[0163]其中，δr＝c/(2b)为距离分辨率，c为光速，ψc1为擦地角，其正弦值满足：[0164][0165]r-d单元的长边可以视为第一机载平台到该r-d单元中心的距离乘以角度分辨率：[0166]a1＝r1δθ1ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ(16)[0167]δθ1可由多普勒频率反算得到：[0168][0169]因此可得，相对第一机载平台，某r-d单元的面积可以表示为：[0170]srd1＝a1×b1ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ(18)[0171]同理，相对第二机载平台，某r-d单元的面积可以表示为：[0172]srd2＝a2×b2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ(19)[0173]其中，a2和b2分别为第二机载平台对应的某r-d单元的长边和短边。[0174]考虑第一机载平台对应的r-d单元的中心散射点ρ01，令其坐标为(x01,y01,0)。相对第一机载平台而言，定义g(x,y,0)为中心位于(x01,y01,0)处的r-d单元内的坐标为(x+x01,y+y01,0)的散射点的复幅度，并表示为零均值、白复高斯随机变量，其互相关函数为：[0175][0176]其中，δ(xi-xj,yi-yj)为二维dirac-delta函数。[0177]定义第一机载平台到r-d单元中心的时延为：[0178][0179]则可以将第一机载平台对某一r-d单元所有散射点自发自收的杂波信号表示为：[0180][0181]其中，e表示发射总能量，u(t)表示复包络信号。对上式作变量代换，令γ＝γ+x01，β＝β+y01，并利用窄带信号条件整理可得：[0182][0183]其中，fc为载频。对式(23)中的指数项进行化简为：[0184][0185]将式(24)代入式(23)化简为：[0186][0187]其中，[0188][0189]其满足e{a11}＝0，var{a11}＝1。[0190]同理，第二机载平台对应同一r-d单元中心ρ02的坐标为(x02,y02,0)。相对第二机载平台而言，定义g(x,y,0)为中心位于(x02,y02,0)处的r-d单元内的坐标为(x+x02,y+y02,0)的散射点的复幅度。定义第二机载平台到r-d单元中心的时延为：[0191][0192]则第二机载平台对应同一r-d单元所有散射点自发自收的信号为：[0193][0194]经化简可得：[0195][0196]其中，[0197][0198]其满足e{a22}＝0，var{a22}＝1。[0199]因此，两个机载平台每个r-d单元的杂波信号之间的干涉相位为：[0200][0201]干涉相位的取值范围为[-π,π]，与基线长度、机载平台高度有关。[0202]图11(a)～(d)给出了仅存在垂直基线且垂直基线为1m、10m、30m、100m时的干涉相位。其中各图为原图灰度化后的效果。可以看出，噪声区和1-53号距离门没有接收到杂波信号。当两个机载平台仅存在垂直基线时，距离差只与平台高度有关，在杂波区，同一距离门下干涉相位相等。当垂直基线为1m时，某些距离门下的干涉相位也近似相等，杂波距离较近和较远处都能形成干涉条纹，两个机载平台对应的r-d单元之间具有干涉相关性。当垂直基线为10m、30m时，在杂波距离较远处能形成较宽的干涉条纹，也具有干涉相关性，且垂直基线越短，干涉条纹的宽度越宽。当垂直基线较长如100m时，相邻距离门的干涉相位往往不同，无法在距离门之间形成干涉条纹，两个机载平台对应的r-d单元之间不具有干涉相关性。因此，要对于较长垂直基线下的两个机载平台接收r-d单元的杂波干涉相关性进行提高。[0203]根据前面干涉相关性的分析可知，垂直基线为200m时，杂波信号不具有干涉相关性。为了提高两个机载平台r-d单元之间的干涉相关性，本发明实施例采用距离向预滤波的方法。[0204]可选的一种实施方式中，对两个机载平台的距离向杂波信号分别进行距离向预滤波，得到两个机载平台更新后的杂波数据，包括以下步骤：[0205]s31，对两个机载平台的距离向杂波信号求互相关函数；[0206]可以理解的是，从第一机载平台的杂波数据和第二机载平台的新的杂波数据，可以获取两个机载平台的距离向杂波信号。[0207]本发明实施例的距离向预滤波的方法主要得出了地面r-d单元杂波信号的复幅度的空间谱与杂波信号频谱的关系。以第一机载平台为例，雷达发射以[fc-b/2,fc+b/2]为带宽的等幅线性调频(lfm)信号，当接收到的杂波信号中心频率f0位于0频时，复幅度空间谱上的空间频率fy1与杂波信号频谱在[-b/2,b/2]上的时间频率f一一对应。时间频率的表达式可以写成：[0208][0209]由于两个机载平台观测地面的视角不同，导致接收杂波信号中含有的复幅度对应的谱段不同，如图12所示。图中，r11r(f)、r22r(f)分别为两个机载平台对应杂波距离向信号r11r(t)、r22r(t)的傅里叶变换，g(fy)为距离向复幅度信号gy(fy)的傅里叶变换。平台1对应的空间谱与平台2对应的空间谱的交叠部分就是两个平台接收到的杂波信号相关的部分。f1是平台2发射lfm信号在fc-b/2对应的空间频率fy1在平台1对应的杂波频谱中的时间频率，f2是平台1发射lfm信号在fc+b/2对应的空间频率fy2在平台2对应的杂波频谱中的时间频率。计算可得：[0210][0211][0212]因为r-d单元由许多散射点组成，各个散射点之间统计独立，两个机载平台接收到的杂波频谱的交叠部分和不交叠部分也是相互独立的，所以交叠部分中只包含相关部分，不交叠的部分会对不利于之后的信号处理过程。滤波时，需要保留交叠部分，滤除不交叠部分。当φ1与φ2相差不是很大即基线长度只有几百米时，b/2-f1、b/2+f2可以由同一个值δf来代替，δf可由载频fc在两个平台对应的不同的空间频率所对应的时间频率的差值近似得到：[0213][0214]理论上，可通过上式算出δf，但在实际工程中，由于φ1、φ2相差不是很大较难分辨，通常可以由互相关函数的频谱估算出δf。两个机载平台对应杂波距离向信号的互相关函数为：[0215][0216]其中，c12r为一复常数。[0217]s32，对互相关函数进行傅里叶变换得到其频谱，并根据频谱特性将峰值所对应的频率确定为δf；[0218]s33，对第一机载平台的距离向杂波信号在[-b/2,b/2-δf]范围内进行匹配滤波并加窗处理；对第二机载平台的距离向杂波信号在内[δf-b/2,b/2]范围内进行匹配滤波并加窗处理，得到两个机载平台更新后的杂波数据。[0219]具体的，求出δf以后，可以对平台1和平台2的距离向杂波信号进行匹配滤波，平台1的滤波器需切掉高频部分，滤波的范围为[-b/2,b/2-δf]，平台2的滤波器需切掉低频部分，滤波的范围为[δf-b/2,b/2]。再分别进行加窗处理得到两个机载平台更新后的杂波数据。[0220]其中，加窗处理是指加汉明窗，目的是压低lfm信号输出中的旁瓣信号，这样做就可以保留频谱相关的部分，滤除不相关的部分，完成整个预滤波的过程。[0221]关于加窗处理请参见现有技术理解，在此不做详细说明。[0222]s4，对两个机载平台更新后的杂波数据进行全阵自由度联合空时自适应处理，并利用处理结果得到降低后的mdv值。[0223]s4是信号处理过程，一般信号处理方法可以采用干涉仪处理和全阵自由度联合处理。[0224]干涉仪处理方法即杂波相消是一种简单的杂波局域化非自适应空域滤波方法。当两个平台沿速度方向飞行时，接收的杂波信号先利用深加权的多普勒滤波器将杂波信号空域局域化，然后利用空域自由度形成许多零点以抑制杂波。所谓“杂波信号空域局域化”是指将两个平台的信号各自作fft，再将两个平台对应的多普勒通道的输出用权系数w调节，调整两个输出信号的相位作杂波相消得到最终的滤波结果。[0225]由此可得，两个平台接收到的杂波信号相消的结果为：[0226]xati＝x1-wx2＝x1-ejδφx2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ(37)[0227]其中，x1和x2分别为第一机载平台和第二机载平台接收到的杂波数据。[0228]该方法的缺陷在于脉冲数较少时，效果会变差。这是因为当脉冲数较少时，多普勒滤波器每个通带的宽度很大，通带内主瓣杂波的角度很大，单个零点无法有效抑制该通带内的主瓣杂波。同时，由于空域自由度有限，只能形成余弦型的凹口响应，对低速目标的检测能力有限，旁瓣杂波区的效果也较差。因此本发明实施例考虑利用全阵自由度进行联合处理。[0229]全阵自由度联合处理方法就是将两个机载平台的杂波数据合并成一个数据进行处理，此处是将两个机载平台更新后的杂波数据进行处理，合并后的杂波数据可以表示为：[0230]xun＝[x1x2]tꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ(38)[0231]合并后，杂波数据的维度变为2n×k×l。[0232]合并完杂波数据可以进行stap处理，与单基雷达stap处理不同的是，此时两个机载平台的阵列可以看作一个长阵列，目标的空域导向矢量可以表示为：[0233][0234]其中，di为以第二机载平台的第一个阵元为参考阵元，每个阵元与参考阵元的水平间距，cosψati为每个阵元相对于目标的天线锥角。此方法由于增大了空域自由度，对杂波的抑制作用会优于干涉仪方法。[0235]进行stap处理后，可以获得输出scnr图。本领域技术人员可以理解的是，mdv是大于等于检测门限时，所得输出scnr对应最小正速度减去对应最小负速度的差的一半。关于输出scnr图的获得方法属于现有技术，在此不做说明。[0236]关于本发明实施例方案的具体执行步骤，请参见图13理解。图13中，将s1～s4对应的四个步骤以模块1～模块4分别示意，简要来讲，模块1用于确定双机雷达的模式与构型；模块2用于插值挪动对齐杂波r-d单元进行补偿；模块3用于距离向预滤波提高杂波相关性；模块4用于信号处理。[0237]综上，为了解决双机降低mdv的研究主要采用的“它发己收”双基雷达模式并没有利用两个天线的有效孔径，也没有提出针对性较强的mdv的降低方法的问题，本发明实施例对双机雷达系统采用自发自收工作模式，并采用沿航向基线+垂直基线构成的混合基线的双机构型。在该混合基线的双机构型下，为了解决其存在的两个机载平台位置不同和观测视角的差异导致杂波r-d单元不对齐和杂波信号去相关的问题，本发明实施例利用插值挪动对齐杂波距离-多普勒(r-d)单元，再利用距离向预滤波提高杂波相关性，最后进行全阵自由度联合空时自适应处理(空时自适应处理简称stap)，该种双机协同检测方法可以称为movementprefiltering-space-timeadaptiveprocessing方法，简称为mp-stap。[0238]具体的，对于插值挪动而言，先计算距离门、多普勒通道的补偿量，根据补偿量的精度对杂波数据进行插值，从而对r-d单元进行挪动，将其中心对齐，再将杂波数据恢复至原来维数。对于距离向预滤波而言，根据地面复幅度空间谱与杂波信号频谱的关系，保留杂波频谱在空间上的交叠部分，滤除不交叠的部分来提高相关性。并且，由于两个机载平台天线的沿航向排列能扩大接收天线的长度，所以进行全阵联合处理，得到改善后的mdv，提高低速目标的检测性能。[0239]因此，相比现有技术，本发明实施例方法适用于混合基线下工作在“自发自收”模式下的双机雷达，相比单基雷达而言，本发明实施例天线孔径较长，可以进一步降低mdv；相比分布式雷达而言，本发明实施例没有空时同步的问题，能够节省资源，实现起来较为容易。而且本发明实施例弥补了在双机雷达在“自发自收”模式下针对低速目标检测性能方面研究的缺失，能够有效利用两个机载平台天线的有效孔径，并提出了针对性较强的降低mdv，提高低速目标检测性能的方法。[0240]为了便于理解本发明实施例方法的效果，以下以仿真结果进行分析说明。[0241]在本实验中，平台1的坐标为(0m，3m，7800m)，平台2的坐标为(0m,0m,8000m)，天线为阵元为8的水平均匀正侧等距线阵，一个相干处理间隔内包含64个相干脉冲，系统带宽1mhz，平台速度为100m/s，雷达脉冲重复频率为2000hz，检测门限为9.95db。[0242]现对本发明实施例方法的性能进行仿真。仿真时为了让两个机载平台接收的回波互不干扰，应在地面杂波块相较两个机载平台相同的前提下，对杂波数据分别仿真，以下仿真图均对原图进行了灰度化处理。图14的(a)～(d)给出了垂直基线为1m、10m、30m、100m下的两个机载平台同一r-d单元间回波信号的干涉相位。仿真方法为对杂噪数据进行pd处理，再对应r-d单元取相角得到干涉相位。可以看出，在1-53号距离门没有杂波信号，不存在干涉条纹。垂直基线为1m时，存在较宽的干涉条纹，一些r-d单元的干涉相位近似，且数量较多。例如350-500号距离门内的r-d单元干涉相位近似。垂直基线为10m、30m时，干涉条纹变窄，干涉相位近似的r-d单元数量较少，且垂直基线越长，干涉相位近似的r-d单元越少，干涉相关性越差。例如10m时，405-415号距离门内的r-d单元干涉相位近似；30m时，408-411号距离门内的r-d单元干涉相位近似。垂直基线为100m时，r-d单元间不具有干涉相关性。与前文的理论分析一致。[0243]图15的(a)和(b)给出了沿航向基线为3m、垂直基线为200m时的预滤波前后两个机载平台同一r-d单元间回波信号的干涉相位结果图。可以看出，预滤波前干涉相位呈无规律分布，在不同距离门上没有形成干涉条纹。预滤波后，在远程杂波处，不同距离门的杂波区出现较为明显的干涉条纹，同一距离门杂波区处的干涉相位近似，相关性得以提高。例如，在410-415号距离门杂波区的干涉相位近似，约为35°。[0244]图16(a)是全阵自由度联合pd处理后的距离-多普勒图，图16(b)是ati处理后的距离-多普勒图，图16(c)是平台2单基pd处理后的距离-多普勒图，图16(d)是三种处理后的杂波剩余功率结果图，其中，联合pd表示全阵自由度联合pd处理，曲线以实线+短线形式体现；单基pd表示单基pd处理，曲线以实线+圆圈形式体现；ati表示ati处理，曲线以实线+正方形形式体现。可以看出，ati处理在旁瓣杂波区的抑制效果较差，相比联合处理在旁瓣杂波区的剩余功率高约6db。联合处理的效果较为明显，相比单基处理在主瓣杂波区的剩余功率要低约5db。其中，pd表示脉冲多普勒，ati表示干涉仪处理。[0245]图17(a)是全阵自由度联合efa处理后的距离-多普勒图，其中efa为扩展因子化空时自适应处理方法，是stap处理的一种方法。图17(b)是ati+efa处理后的距离-多普勒图，图17(c)是平台2单基efa处理后的距离-多普勒图，图17(d)是三种处理后的输出scnr结果图，其中，联合efa表示全阵自由度联合efa处理，曲线以实线+短线形式体现；单基efa表示单基efa处理，曲线以实线+圆圈形式体现；ati+efa表示ati+efa处理，曲线以实线+正方形形式体现。可以看出，ati+efa处理在旁瓣杂波区的效果不如联合efa处理，输出scnr低大约12db。相比单基efa处理，ati+efa处理在主瓣杂波区的凹口宽度大致相同，旁瓣杂波区的输出scnr低大约6db；联合处理在旁瓣杂波区的输出scnr高大约6db，且主瓣杂波区的凹口更窄。可得单基efa处理下的mdv＝40.63m/s，联合efa处理下的mdv＝18.75m/s。利用两个平台的沿航向基线扩大接收天线孔径，降低了mdv。并且考虑在当前多普勒分辨率下，在vr∈[-200m/s,200m/s]区间内，存在输出scnr小于检测门限的径向速度即盲速。[0246]随着科学技术的不断进步，对低速目标检测性能研究近些年受到关注，mdv是衡量对低速目标检测能力的重要指标之一。因此，降低mdv有利于提高低速目标的检测性能。前述仿真实验已经证明，本发明实施例方法在设备量小、节省资源的前提下，利用双机雷达工作在“自发自收”的模式下，通过mp-stap方法，降低mdv。因此，本发明实施例方法非常适合应用在双机雷达系统，且目标本身速度就很低的直升机、旋翼无人机中。[0247]综上，本发明实施例方法将具有广阔的发展前景和极高的应用价值。[0248]以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。当前第1页12当前第1页12