一种提高PCB抗近电场干扰能力的方法

一种提高pcb抗近电场干扰能力的方法
技术领域
1.本发明属于pcb设计技术领域，更具体地，涉及一种提高pcb抗近电场干扰能力的方法。


背景技术：

2.电力电子系统正常工作时，其内部的功率开关管会频繁地导通和关断，产生极为陡峭的电压上升或下降沿，形成频率成分丰富的共模干扰源。共模干扰源产生的共模电流会在空间中以位移电流的形式流经寄生电容，形成近电场干扰，若系统内的pcb处在位移电流的主要传输路径上，则会在大面积的电源/地层之间感应出较大的干扰电压，影响pcb上各种器件的正常功能，严重的甚至会导致器件永久性失效。因此，提高pcb自身对近电场的抗干扰能力，有助于提升电力电子系统的可靠性，减少安全事故的发生概率，具有重要的研究意义和实用价值。
3.考虑到电磁干扰的发生需要具备三个基本要素：干扰源、干扰路径和敏感设备，目前大多数的研究主要集中在干扰源和干扰路径的建模与抑制上，缺乏对敏感设备的深入研究。其中，临近干扰源的pcb及其核心芯片是主电路换流的电磁干扰的主要被干扰对象，也是最易失效的敏感者之一。目前解决电磁干扰的手段一般是考虑到系统中的干扰源或干扰路径的特性，并未考虑从敏感设备本身受到的干扰大小，从敏感设备受扰的角度出发，有提高pcb的电磁抗扰能力尚处于一个较新的领域，待进行深入的研究。


技术实现要素：

4.针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种提高pcb抗近电场干扰能力的方法，其目的在于从敏感设备本身受扰的角度出发，提高pcb的电磁抗扰能力。
5.为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种提高pcb抗近电场干扰能力的方法，所述pcb放置于铜板a和铜板b之间且包括临近铜板a的电源层p和临近铜板b的地层g，所述方法包括：
6.在特定的负载阻抗和干扰源us情况下，分别计算第一方案的感应干扰电压u
pg
和第二方案的感应干扰电压u
pg’，第一方案和第二方案中电源层p与地层g的正重叠面积不同；
7.计算感应干扰电压的方法包括：
8.构建pcb受扰等效电路；
9.直接测量电源层p和地层g之间的阻抗，选取电源层p与铜板a之间的寄生电容阻抗或选取地层g与铜板b之间的寄生电容阻抗作为基准寄生电容阻抗，基于等效电路计算其他各寄生电容阻抗与基准寄生电容阻抗的比值，得到寄生电容阻抗之间的关系系数；
10.基于等效电路和寄生电容阻抗之间的关系系数计算感应干扰电压；
11.计算幅值比在频域范围[f
l
,fh]内判定]内判定是否成立，如是，则采用第二方案，而否，则采用第一方案。
[0012]
在其中一个实施例中，获取寄生电容阻抗之间的关系系数的过程包括：
[0013]
定义铜板a和地层g构成端口1，铜板b和电源层p构成端口2，测量端口1的反射系数s
11
、端口2到端口1的反向传输系数s
12
、端口1到端口2的正向传输系数s
21
和端口2的反射系数s
22
；
[0014]
基于等效电路和系数s
11
、s
12
、s
21
、s
22
分别计算端口2短路时端口1的入端导纳y
11
、端口1短路时端口1对端口2的转移导纳y
12
、端口2短路时端口2对端口1的转移导纳y
21
和端口1短路端口2的入端导纳y
22
；
[0015]
基于等效电路和导纳y
11
、y
12
、y
21
和y
22
构建寄生电容导纳；
[0016]
基于寄生电容导纳构建寄生电容阻抗之间的关系系数。
[0017]
在其中一个实施例中，在pcb受扰等效电路中，包括：
[0018]
铜板a和铜板b之间的干扰源us；
[0019]
电源层p与地层g之间并联的寄生电容c0和负载阻抗z
l
；
[0020]
电源层p与铜板a之间的寄生电容c1；
[0021]
电源层p与铜板b之间的寄生电容c2；
[0022]
地层g与铜板a之间的寄生电容c3；
[0023]
地层g与铜板b之间的寄生电容c4。
[0024]
在其中一个实施例中，基于等效电路和系数s
11
、s
12
、s
21
、s
22
计算导纳y
11
、y
12
、y
21
和y
22
的公式为：
[0025][0026]
其中，z0为寄生电容c0的阻抗；
[0027]
基于等效电路和导纳y
11
、y
12
、y
21
和y
22
计算寄生电容阻抗之间的关系系数，包括，
[0028]
先计算寄生电容c1～c4的导纳y1、y2、y3和y4，计算公式为：
[0029][0030]
其中，y
l
是阻抗z0//z
l
的倒数；
[0031]
根据导纳与阻抗的对应关系为yi＝1/zi，基于导纳y1、y2、y3和y4构建寄生电容阻抗之间的关系系数，其中，z1、z2、z3和z4分别为寄生电容c1、c2、c3和c4的阻抗。
[0032]
在其中一个实施例中，系数s
11
、s
12
、s
21
、s
22
为利用矢量网络分析仪测量所得。
[0033]
在其中一个实施例中，
[0034]
基于感应干扰电压构建每种方案的幅值表达式，其中，幅值|u
pg
|＝|m|
·
|n|
·
|us|，幅值|u
pg’|＝|m’|
·
|n’|
·
|us|，m和m’分别与第一方案和第二方案中所测得的电源层p和地层g之间的阻抗线性相关，n和n’分别为第一方案和第二方案中基于关系系数构建的基准寄生电容阻抗的反比例函数；
[0035]
判定是否成立，具体为判定具体为判定是否成立。
[0036]
在其中一个实施例中，f
l
＝150khz，fh＝30mhz。
[0037]
在其中一个实施例中，铜板的长度大于或等于三倍的pcb长度，铜板的宽度大于或等于三倍的pcb宽度。
[0038]
在其中一个实施例中，通过仿真或测量电子器件中下开关管流通功率电流的两个极之间的电压获得近电场干扰源us。
[0039]
在其中一个实施例中，第一方案为pcb的电源层和地层以完全不重合的方式布置，第二方案为pcb的电源层和地层以完全重合或部分重合的方式布置。
[0040]
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：
[0041]
本发明总的原则是以pcb所遭受的电磁干扰降低为目的设计pcb，具体以比较不同方案的感应干扰电压来确定优选的设计方案。然而，pcb内部寄生电容较多，很多空间寄生电容对应的阻抗无法测量，很难通过传统公式直接计算出各方案的感应干扰电压。因此，针对pcb的设计，目前还无法直接通过计算感应干扰电压来判定其抗干扰性能，这也是目前尚未有人提出从pcb本身设计出发增强抗干扰能力的主要障碍。
[0042]
基于此，本案的创新之处在于发现了改变电源/地层布局可以调整pcb的抗干扰能力并提出一种改变电源/地层布局后对pcb的抗干扰能力的比较方法。一方面，针对能够直接测量所得的电源层p和地层之间的阻抗，通过已有工具直接测量，针对其他无法测量的空间寄生电容阻抗，避开无法直接测量的问题，先确定合适的基准寄生电容阻抗，计算其他寄生电容阻抗与基准寄生电容阻抗的比值作为寄生电容阻抗关系系数。然后，便可以将感应干扰电压表示为仅与基准寄生电容阻抗相关的函数，此时，不同方案中的感应干扰电压幅值可以分别表示为|u
pg
|＝|m|
·
|n|
·
|us|和|u
pg’|＝|m’|
·
|n’|
·
|us|，计算幅值比其中，m和m’分别与第一方案和第二方案中所测得的电源层p和地层g之间的阻抗线性相关，因此，|m|/|m
′
|的比值与电源层和地层之间的阻抗相关且可以直接计算得到，n和n’分别为第一方案和第二方案中基于关系系数构建的基准寄生电容阻抗的反比例函数，因此，|n
′
|/|n|消除了基准寄生电容阻抗，其大小仅与空间寄生电容阻抗间的关系系数相关，与频率f无关，因此，两种方案的幅值比h可以表示为与仅与频率相关的函
数，由此便可以在一定频域范围内将每个频率点上us幅值与幅值比相结合，再进行频率积分比较，便能确定哪种方案的感应干扰电压较小，由此选择较小者作为pcb的设计方案，以增强pcb的电磁抗扰能力。本发明不需要直接测量各空间寄生电容阻抗便能够比较出不同方案的电磁抗扰能力，使得能够从敏感设备受扰的角度出发，提高pcb的电磁抗扰能力。
附图说明
[0043]
图1为一实施例的空间寄生电容阻抗测量的铜板和pcb摆放示意图；
[0044]
图2为一实施例的提高pcb抗近电场干扰能力的方法的步骤流程图；
[0045]
图3为一实施例的计算寄生电容阻抗之间关系系数的步骤流程图；
[0046]
图4为一实施例的铜板对pcb的空间寄生电容示意图；
[0047]
图5为一实施例的考虑干扰源特性的pcb受扰等效电路图；
[0048]
图6为一实施例的新方案的pcb电源/地层布置示意图；
[0049]
图7为一实施例的常规方案的pcb电源/地层布置示意图；
[0050]
图8(a)为一实施例的和的频域变化趋势图；
[0051]
图8(b)为一实施例的干扰源us随频率的变化趋势；
[0052]
图8(c)为一实施例的频域上感应干扰电压大小比较的示意图；
[0053]
图9为一实施例的采用常规布局方案测得的感应干扰电压波形图；
[0054]
图10为一实施例的采用新方案布局后测得的感应干扰电压波形图。
具体实施方式
[0055]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
[0056]
如图1所示为一实施例中的铜板和pcb摆放示意图，pcb被放置在两片铜板正中间，铜板与pcb的距离应远大于pcb或铜板的厚度，但小于铜板的长度或宽度，两片铜板与pcb电源层平面正相对，铜板的长度和宽度应分别大于或等于三倍的pcb长度和宽度，铜板厚度应远小于铜板的长度和宽度，该种布置方式目的是在考虑方案简单易行的前提下尽可能减小边缘效应的影响。
[0057]
本发明发现调节pcb中电源层p和地层g之间的正对重叠面积可以改变pcb的抗干扰能力，同时，还提出一种对于具有不同正重叠面积的pcb的抗干扰能力比较方法，通过该方法可以选出更为优选的电源层/地层布局方案，以减小电磁干扰。
[0058]
如图2所示为一实施例中提高pcb抗近电场干扰能力的方法的步骤流程图，主要包括以下步骤：
[0059]
步骤s100：在特定的负载阻抗和干扰源us情况下，分别计算第一方案的感应干扰电压u
pg
和第二方案的感应干扰电压u
pg’。
[0060]
具体的，针对每一种方案，计算感应干扰电压的方法均包括：
[0061]
步骤s110：构建pcb受扰等效电路。
[0062]
如图4所示为一实施例中的铜板与pcb的电源/地层之间形成的空间寄生电容分布情况，其主要包括铜板a和铜板b之间的干扰源us；电源层p与地层g之间并联的寄生电容c0和负载阻抗z
l
；电源层p与铜板a之间的寄生电容c1；电源层p与铜板b之间的寄生电容c2；地层g与铜板a之间的寄生电容c3；地层g与铜板b之间的寄生电容c4，根据电容分布情况的分析，便可以构建受扰等效电路，如图5所示。
[0063]
步骤s120：直接测量电源层p和地层g之间的阻抗，选取电源层p与铜板a之间的寄生电容阻抗或选取地层g与铜板b之间的寄生电容阻抗作为基准寄生电容阻抗，基于等效电路计算其他各寄生电容阻抗与基准寄生电容阻抗的比值，得到寄生电容阻抗之间的关系系数。
[0064]
步骤s120主要分为两大步骤，分别为：
[0065]
步骤s121：直接测量电源层p和地层g之间的阻抗。
[0066]
如图4所示，电源层p和地层g之间并联负载和寄生电容c0，电源层p和地层g之间的阻抗为并联的负载阻抗z
l
和寄生电容c0对应的感应阻抗z0，即，电源层p和地层g之间的阻抗可表示为z
l
||z0，该部分阻抗可以直接测量获得，例如通过阻抗分析仪测量获取。
[0067]
步骤s122：选取电源层p与铜板a之间的寄生电容阻抗或选取地层g与铜板b之间的寄生电容阻抗作为基准寄生电容阻抗，基于等效电路计算其他各寄生电容阻抗与基准寄生电容阻抗的比值，得到寄生电容阻抗之间的关系系数。
[0068]
其中，除了阻抗z
l
||z0可以直接测得，其他空间寄生电容的阻抗则基本无法直接测量，包括寄生电容c1对应的阻抗z1，寄生电容c2对应的阻抗z2，寄生电容c3对应的阻抗z3，寄生电容c4对应的阻抗z4。通过对pcb空间结构进行分析，可以选择阻抗z1或z4作为基准寄生电容阻抗，计算获得其他寄生电容阻抗与基准寄生电容阻抗的比值，作为对应寄生电容阻抗之间的关系系数。
[0069]
例如，当选择阻抗z1作为基准寄生电容阻抗时，分别计算z2～z4与z1的关系系数为
[0070]
例如，当选择z4作为基准寄生电容阻抗时，分别计算z1～z3与z4的关系系数为
[0071]
在一实施例中，可以先测量pcb的散射参数，通过散射参数和等效电路计算相关导纳参数，再根据等效电路构建导纳参数和阻抗的关系式，基于该关系式计算上述寄生电容阻抗之间的关系系数。具体的，如图3所示，该过程包括以下步骤：
[0072]
步骤a：定义铜板a和地层g构成端口1，铜板b和电源层p构成端口2，测量端口1的反射系数s
11
、端口2到端口1的反向传输系数s
12
、端口1到端口2的正向传输系数s
21
和端口2的反射系数s
22
。
[0073]
具体的，可以使用矢量网络分析仪测量两片铜板与pcb间的二端口散射参数s
11
、s
12
、s
21
和s
22
。四个散射参数均是在两个端口匹配时测得的，端口匹配是指端口阻抗等于传输线阻抗。其中，s
11
是端口1的反射系数，即端口2无输入电压时，端口1的反射电压除以端口1的入射电压；s
12
是端口2到端口1的反向传输系数，即端口1无输入电压时，端口1的输出电压除以端口2的输入电压；s
21
是端口1到端口2的正向传输系数，即端口2无输入电压时，端口
2的输入电压除以端口1的输入电压；s
22
是端口2的反射系数，即端口1无输入电压时，端口2的反射电压除以端口2的入射电压。
[0074]
步骤b：基于等效电路和系数s
11
、s
12
、s
21
、s
22
分别计算端口2短路时端口1的入端导纳y
11
、端口1短路时端口1对端口2的转移导纳y
12
、端口2短路时端口2对端口1的转移导纳y
21
和端口1短路端口2的入端导纳y
22
。
[0075]
在等效电路的基础上，分析散射参数与导纳之间的关系，通过散射参数计算出导纳参数y
11
、y
12
、y
21
和y
22
。
[0076]
例如，基于图5的等效电路，通过散射参数s
11
、s
12
、s
21
、s
22
分别计算出y
11
、y
12
、y
21
和y
22
的公式为：
[0077][0078]
步骤c：基于等效电路和导纳y
11
、y
12
、y
21
和y
22
计算寄生电容阻抗之间的关系系数。
[0079]
通过对等效电路进行分析，当端口2短路时，y
11
等于端口1的电流除以端口1的电压，y
21
等于端口2的电流除以端口1的电压；当端口1短路时，y
12
等于端口1的电流除以端口2的电压，y
22
等于端口2的电流除以端口2的电压。由于可以得到寄生电容导纳与导纳y
11
、y
12
、y
21
和y
22
的关系式，如下所示：
[0080][0081]
其中，y
l
是电源层与地层之间的导纳，y1、y2、y3和y4分别为寄生电容c1、c2、c3和c4的导纳。
[0082]
结合公式(1)和公式(2)，由于电路内部为无源网络，因此转移导纳相等，即y
12
＝y
21
，因此式(2)中只有三组方程是独立的，无法解得四个寄生电容导纳的具体值，但能够得到寄生电容导纳之间的关系式。
[0083]
步骤d：基于寄生电容导纳构建寄生电容阻抗之间的关系系数。
[0084]
根据寄生电容导纳与阻抗的对应关系为yi＝1/zi(i＝1,2,3,4)，带入公式(2)，基于寄生电容导纳之间的关系式，便能得到寄生电容阻抗中z1、z2、z3和z4之间的关系式。
[0085]
此时，在得到寄生电容阻抗中z1、z2、z3和z4之间的关系式后，选取基准寄生电容阻抗，便能算出其他寄生电容阻抗与基准寄生电容阻抗的比值，即获得寄生电容阻抗之间的关系系数。
[0086]
在本实施例中，以z4作为基准电容阻抗时，其他寄生电容阻抗与基准电容阻抗的关系系数k1、k2和k3具体如下：
[0087][0088]
在本实施例中，基准寄生电容阻抗选取z4，这是由于寄生电容的阻抗与电容量成反比，而在采用不同的方案下，地层g与b铜板间的距离和重合面积保持不变，因此寄生电容c4大小保持不变，即阻抗z4保持不变。k1、k2、k3表现了空间寄生电容之间的阻抗大小关系，且均为与频率无关的常数，其值仅与两片铜板和pcb间的空间位置相关，这有利于后面感应电压幅值的比较。同理，也可以选择z1作为基准电容阻抗，z1的性能与z4相同。
[0089]
在得到寄生电容阻抗之间的关系系数之后，还包括：
[0090]
步骤s130：基于等效电路和寄生电容阻抗之间的关系系数计算感应干扰电压。
[0091]
基于如图5所示的等效电路，感应干扰电压的公式为：
[0092][0093]
将公式(3)中的寄生电容阻抗之间的关系系数带入公式(4)，转换为：
[0094][0095]
其中，不妨令，
[0096][0097]
因此公式(6)可化为下式：
[0098][0099]
其中，z0//z
l
通过测量得到，而k值能够通过上述方式计算得到且与频率无关，如此变换有利于后面感应电压幅值的比较。
[0100]
其中，不妨令m＝z0//z
l
，n＝k/z4，则可得到感应干扰电压u
pg
的幅值表达式为：
[0101]
|u
pg
|＝|m
·n·us
|＝|m|
·
|n|
·
|us|(8)
[0102]
通过同样的方法，可以得到第二方案的感应干扰电压u
pg
的幅值表达式为：
[0103]
|u
pg
′
|＝|m
′
|
·
|n
′
|
·
|us|(9)
[0104]
其中，电场干扰源us可以通过仿真或测量直接获取。其中干扰源是指电力电子变换器中下桥臂绝缘栅双极型晶体管(igbt)的集电极与发射极之间的电压(对于其它类型晶体管，如金属氧化物半导体场效应晶体管mosfet，是指漏端和源端电压)。
[0105]
步骤s200：计算幅值比在频域范围[f
l
,fh]内判定是否成立，如是，则采用第二方案，而否，则采用第一方案。
[0106]
通过步骤s100得到每种方案的感应干扰电压后，计算幅值比
[0107][0108]
有公式(8)和公式(9)对于幅值表达式的分解可知，不同的方案，其干扰源us相同，公式(10)可以变换为：
[0109][0110]
如前文分析，不同方案中的基准寄生电容阻抗不变，其中，每种方案中的k和k’可以通过上述步骤s100计算出且仅与空间寄生电容阻抗间的大小关系有关，与频率无关，而每种方案中的m和m’也可以测量获得且与pcb电源/地层的面积、负载阻抗和频率变化，因此，对于两种方案，每种方案的pcb电源/地层的面积、负载阻抗均确定后，幅值比h可视为与频率相关的函数。
[0111]
然后，通过将幅值比与当前干扰源us幅值相乘，并进行积分计较，可以得出不同方案抗干扰能力的强弱，具体为：
[0112]
频域范围[f
l
,fh]内判定下式是否成立，如是，则采用第二方案，而否，则采用第一方案：
[0113][0114]
在一实施例中，f
l
＝150khz，fh＝30mhz。该范围覆盖了pcb的工作频率范围。
[0115]
在一实施例中，可以设计第一方案为pcb的电源层和地层以完全不重合的方式布置，如图6所示；第二方案为pcb的电源层和地层以完全重合或部分重合的方式布置，如图7所示。其中，第二种方案为目前常规设计，而第一种方案则为本发明所提出的新设计，目前尚未发现电源层和地层完全错开的设计，因此，通过本发明的方法，也可以判定所提出的新方案是否适用，即当上述不等式成立的话，则说明当前场景下适用本发明所提出的新方案，更能增强pcb抗干扰能力。
[0116]
在一实施例中，为了方便比较，可以对式(12)进行变形为判断式(13)是否成立，如是，则采用第二方案，而否，则采用第一方案：
[0117][0118]
其中，仅与频率相关，而则为固定值。如图8(a)所示，为随频率变化的曲
线，而与频率无关的常数，因而在频域上为一条直线。当干扰源us随频率的变化趋势如图8(b)所示时，和的积分结果如图8(c)所示，当图中的阴影部分面积
②
大于面积
①
与面积
③
之和时，式(13)成立，即可认为第二方案满足适用条件，采用第二方案可以提高pcb的抗近电场干扰能力；反之则认为第二方案不满足适用条件，采用第二方案无法提高pcb的抗近电场干扰能力，优选第一方案。
[0119]
以下，以一具体的实施例进行说明。
[0120]
设定pcb长度和宽度均为10cm，厚度约为0.1cm，pcb电源/地层的长度和宽度分别为10cm和5cm，电源/地层间连接的负载器件是标称阻值10ω的电阻器；两片铜板的长度和宽度均为30cm，相正对放置，两者间距离20cm，pcb放置在两块铜板中间位置；近电场干扰由模块化多电平换流器的一个子模块产生，下限频率f
l
＝150khz，上限频率fh＝30mhz。
[0121]
通过上述方案比较第一方案(如图7设计)和第二方案(如图6设计)的抗干扰能力，在特定场景下，通过上述方案比较得出第二方案(新方案)更佳。经过验证，图9为采用第一方案(常规方案)时测得的感应干扰电压波形图，其中干扰电压的峰峰值约为400mv；图10为在满足适用条件的情况下采用新方案后测得的感应干扰电压波形图，其中干扰电压的峰峰值约为240mv。采用新方案后的感应干扰电压相比于常规方案在一定程度上有所减小，证明本发明所提出的新方案可有效提高pcb的抗近电场干扰能力，同时新方案适用条件的判定结果较为准确。
[0122]
本发明提出通过调节pcb电源/地层布局方案来改善pcb抗干扰能力，同时提供了不同布局方案的比较方法，通过设置简单的测试环境，即可快速地判断哪种方案在某实际的电力电子系统中更为适用。同时，在不考虑边缘效应的情况下，该判定方法与实际电力电子系统的具体结构无关，仅与近电场干扰源特性、pcb电源/地层的面积和负载的阻抗特性有关，且除了干扰源的测量外，其它相关测试均是在另外的一个如图1所示的简单测试环境下进行的。
[0123]
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。