LCC谐振变换器的状态监测方法和装置与流程

本发明涉及电源状态监测领域，尤其涉及一种lcc谐振变换器的状态监测方法和装置。

背景技术：

1、随着电力电子技术的发展，大量的功率半导体器件被应用到电能变换领域。相对于传统的工频电源，开关电源有着体积更小，输出电流纹波小，动态响应速度快，可以实现较高功率密度等优点。直流互感器校验电源(或成为测试电源)，是直流互感器开发设计过程当中所需要的重要设备。而目前，lcc谐振变换器已被广泛应用到高压直流互感器的测试电源中。

2、现有的技术方案主要是采用基波近似法对lcc谐振变换器进行建模，这种方法利用lcc谐振变换器谐振腔的选频特性，通过将逆变桥输出的方波信号并采用傅里叶分解，将其分解为基波分量与高次谐波分量，之后再将分解得到的高次谐波分量忽略后对电路进行建模分析。虽然，其能够有效描述变换器输出增益特性和输入阻抗特性，但是，其精度会随着开关频率偏离谐振频率而降低。

技术实现思路

1、本发明提供了一种lcc谐振变换器的状态监测方法和装置，以解决如何提高监测过程中状态建模分析精度的技术问题。

2、为了解决上述技术问题，本发明实施例提供了一种lcc谐振变换器的状态监测方法，包括：

3、通过移相控制策略，获得lcc谐振变换器一个开关周期内的模态，并按照谐振腔输入电平和输出电平进行划分，得到各模态下的状态轨迹方程；

4、通过扩展基波近似法，基于所述各模态下的状态轨迹方程，计算得到谐振腔电流峰值；

5、基于计算得到的谐振腔电流峰值，计算得到各模态切换处，电流电压变量的解析解，并得到各模态下的轨迹圆半径，从而基于得到的轨迹圆半径按照移相控制下所述lcc谐振变换器的运行顺序进行组合，获得所述lcc谐振变换器的状态轨迹模型，获得状态监测结果。

6、作为优选方案，所述通过移相控制策略，获得lcc谐振变换器一个开关周期内的模态，具体为：

7、控制所述lcc谐振变换器的逆变全桥桥臂的开关管之间的移相角，以调节所述lcc谐振变换器的增益，获得所述一个开关周期内的模态。

8、作为优选方案，所述通过扩展基波近似法，基于所述各模态下的状态轨迹方程，计算得到谐振腔电流峰值，具体为：

9、利用所述lcc谐振变换器的谐振腔电路的选频特性，设定只有开关频率的基波分量输入到所述谐振腔；将所述lcc谐振变换器的副边整流网络等效成一个rc并联电路折算到原边电路中，根据得到的等效电路，推导并计算得到所述谐振腔电流峰值。

10、作为优选方案，所述一个开关周期内的模态依次包括第一zo模态、zn模态、pn模态、po模态、第二zo模态、zp模态、np模态和no模态；

11、所述各模态下的状态轨迹方程，具体为：

12、所述第一zo模态的状态轨迹方程：

13、[ilrn(t)ze/zr]2+vcprn(t)2＝r02；

14、zn模态的状态轨迹方程：

15、ilrn(t)2+vcprn(t)2＝r12；

16、pn模态的状态轨迹方程：

17、ilrn(t)2+[vcprn(t)-1]2＝r22；

18、po模态的状态轨迹方程：

19、[vcprn(t)-1]2+[ilrn(t)ze/zr]2＝r32；

20、所述第二zo模态的轨迹方程为：

21、[ilrn(t)ze/zr]2+vcprn(t)2＝r42；

22、zp模态的状态轨迹方程：

23、ilrn(t)2+vcprn(t)2＝r52；

24、np模态的状态轨迹方程：

25、ilrn(t)2+[vcprn(t)+1]2＝r62；

26、no模态的状态轨迹方程：

27、[vcprn(t)+1]2+[ilrn(t)ze/zr]2＝r72；

28、其中，ilrn(t)为为谐振电感lr电流进行标幺化后的值，vcrn(t)为串联谐振电容cr电压进行标幺化后的值，vcpn(t)为并联谐振电容cp进行标幺化后的值，zr为两元件谐振阻抗，ze为三元件谐振阻抗，r0为zo模态的轨迹半径，r1为zn模态的轨迹半径，r2为pn模态的轨迹半径，r3为po模态的轨迹半径，r5为zp模态的轨迹半径，r6为np模态的轨迹半径，r7为no模态的轨迹半径。

29、作为优选方案，所述各模态下的轨迹圆半径，具体为：

30、所述第一zo模态和第二zo模态的轨迹半径为：

31、

32、所述zn模态和所述zp模态的轨迹半径为：

33、

34、所述pn模态和所述np模态的轨迹半径为：

35、

36、所述po模态和所述no模态的轨迹半径为：

37、

38、其中，vo为lcc谐振变换器的输出电压,i o为lcc谐振变换器的输出电流，fs为开关频率，vin为lcc谐振变换器的输入电压，von为输出电压vo经过标幺化之后的值，n为变压器原副边侧的变比。

39、相应的，本发明实施例还提供了一种lcc谐振变换器的状态监测装置，包括获取模块、电流峰值计算模块和建模模块；其中，

40、所述获取模块，用于通过移相控制策略，获得lcc谐振变换器一个开关周期内的模态，并按照谐振腔输入电平和输出电平进行划分，得到各模态下的状态轨迹方程；

41、所述电流峰值计算模块，用于通过扩展基波近似法，基于所述各模态下的状态轨迹方程，计算得到谐振腔电流峰值；

42、所述建模模块，用于基于计算得到的谐振腔电流峰值，计算得到各模态切换处，电流电压变量的解析解，并得到各模态下的轨迹圆半径，从而基于得到的轨迹圆半径按照移相控制下所述lcc谐振变换器的运行顺序进行组合，获得所述lcc谐振变换器的状态轨迹模型，获得状态监测结果。

43、作为优选方案，所述获取模块通过移相控制策略，获得lcc谐振变换器一个开关周期内的模态，具体为：

44、所述获取模块控制所述lcc谐振变换器的逆变全桥桥臂的开关管之间的移相角，以调节所述lcc谐振变换器的增益，获得所述一个开关周期内的模态。

45、作为优选方案，所述电流峰值计算模块通过扩展基波近似法，基于所述各模态下的状态轨迹方程，计算得到谐振腔电流峰值，具体为：

46、所述电流峰值计算模块利用所述lcc谐振变换器的谐振腔电路的选频特性，设定只有开关频率的基波分量输入到所述谐振腔；将所述lcc谐振变换器的副边整流网络等效成一个rc并联电路折算到原边电路中，根据得到的等效电路，推导并计算得到所述谐振腔电流峰值。

47、作为优选方案，所述一个开关周期内的模态依次包括第一zo模态、zn模态、pn模态、po模态、第二zo模态、zp模态、np模态和no模态；

48、所述各模态下的状态轨迹方程，具体为：

49、所述第一zo模态的状态轨迹方程：

50、[ilrn(t)ze/zr]2+vcprn(t)2＝r02；

51、zn模态的状态轨迹方程：

52、ilrn(t)2+vcprn(t)2＝r12；

53、pn模态的状态轨迹方程：

54、ilrn(t)2+[vcprn(t)-1]2＝r22；

55、po模态的状态轨迹方程：

56、[vcprn(t)-1]2+[ilrn(t)ze/zr]2＝r32；

57、所述第二zo模态的轨迹方程为：

58、[ilrn(t)ze/zr]2+vcprn(t)2＝r42；

59、zp模态的状态轨迹方程：

60、ilrn(t)2+vcprn(t)2＝r52；

61、np模态的状态轨迹方程：

62、ilrn(t)2+[vcprn(t)+1]2＝r62；

63、no模态的状态轨迹方程：

64、[vcprn(t)+1]2+[ilrn(t)ze/zr]2＝r72；

65、其中，ilrn(t)为为谐振电感lr电流进行标幺化后的值，vcrn(t)为串联谐振电容cr电压进行标幺化后的值，vcpn(t)为并联谐振电容cp进行标幺化后的值，zr为两元件谐振阻抗，ze为三元件谐振阻抗，r0为zo模态的轨迹半径，r1为zn模态的轨迹半径，r2为pn模态的轨迹半径，r3为po模态的轨迹半径，r5为zp模态的轨迹半径，r6为np模态的轨迹半径，r7为no模态的轨迹半径。

66、作为优选方案，所述各模态下的轨迹圆半径，具体为：

67、所述第一zo模态和第二zo模态的轨迹半径为：

68、

69、所述zn模态和所述zp模态的轨迹半径为：

70、

71、所述pn模态和所述np模态的轨迹半径为：

72、

73、所述po模态和所述no模态的轨迹半径为：

74、

75、其中，vo为lcc谐振变换器的输出电压,i o为lcc谐振变换器的输出电流，fs为开关频率，vin为lcc谐振变换器的输入电压，von为输出电压vo经过标幺化之后的值，n为变压器原副边侧的变比。

76、相比于现有技术，本发明实施例具有如下有益效果：

77、本发明实施例提供了一种lcc谐振变换器的状态监测方法和装置，所述状态监测方法包括：通过移相控制策略，获得lcc谐振变换器一个开关周期内的模态，并按照谐振腔输入电平和输出电平进行划分，得到各模态下的状态轨迹方程；通过扩展基波近似法，基于所述各模态下的状态轨迹方程，计算得到谐振腔电流峰值；基于计算得到的谐振腔电流峰值，计算得到各模态切换处，电流电压变量的解析解，并得到各模态下的轨迹圆半径，从而基于得到的轨迹圆半径按照移相控制下所述lcc谐振变换器的运行顺序进行组合，获得所述lcc谐振变换器的状态轨迹模型，获得状态监测结果。实施本技术实施例，通过移相控制策略，获得各模态下的状态轨迹方程；通过扩展基波近似法计算得到谐振腔电流峰值，从而获得最终的状态轨迹模型，相比于现有的针对基波分量的技术方案，提高了监测过程中状态建模的分析精度，可以精确地监测出稳态工作下移相控制的lcc谐振变换器谐振腔的状态，便于相关技术人员对其及时进行保护，为测试电源的非线性控制提供参考。