宽量程数字式相位/频率检测器的制作方法

专利名称:宽量程数字式相位/频率检测器的制作方法
本发明一般涉及了用于将两个数字输入信号的相位/频率差进行比较的电路，更具体讲是关于利用电路对检测器最大量程的响应而在锁相环路中增加数字式相位/频率检测器的线性相位调制范围的方法和电路，以期在检测器的输出复位时提供一个附加其上的输出。
用于检测两个数字输入信号之间的相位和频率差值的电路一般是用在信号分析中，而且在数字通信和频率合成时是非常重要的。例如，在数字式锁相环路中，要将一个输入信号加到相位检测器中以与一个参考信号进行比较。作为这两个输入信号瞬时相位/频率差值函数的一个误差信号，要对它进行滤波并用来控制一个电压控制振荡器(VCO)。构成了锁相环路输出的此VCO输出，作为参考信号加到相位检测器上从而使得此VCO的相位/频率“锁住”上述输入信号的相位/频率。在某些应用中，锁相环是用于信号解调的，如由JohnWiley&Sons于1979年出版，Gardner，FloydM.所著的“锁相技术”第二版第9章所讨论的。在其它应用中，锁相环路还可用于信号调制(如上述Gardner所著书中第9章所讲)或频率合成，如Erps等人转让给本发明受让人的第4，360，788号美国专利中所描述的。
在任何情况下，一个常规数字式相位/频率检测器均包括一对连在一起的触发器或其它双稳元件，并在反馈电路带有一个逻辑门。这两个触发器的逻辑状态由那两个数字输入信号和反馈门来决定，而前者的频率/相位差是要检测的。随着两个触发器的最初复位，它们的数据端均接至逻辑“1”，而其时钟端则分别接至两个输入数字信号。每一触发器的输出将根据其输入信号的正向跳变而置位为逻辑“1”。这样如加到第一触发器的输入信号具有第一个正向跳变，则此第一触发器就置位于逻辑“1”，之后第二触发器将根据由其输入信号的正向跳变而置位于逻辑“1”。但是当第二触发器置位后，经响应于此两个触发器输出的逻辑门，这两个触发器将即刻复位，而且均维持此复位状态直至某一个触发器或另一个在其输入端检测到一个正向信号跳变。
这样两个触发器的输出即为方波，此方波具有相应于两个输入信号间相位/频率差值的占空率。如果第一信号超前第二信号，则仅有第一触发器出现方波，且其占空率将相应于两个输入信号间相位/频率超前的值。如果第二个输入信号超前，则仅为第二个触发器产生方波，且其占空率将相应于第二输入信号相对第一输入信号相位超前的量值。这两个方波在一差动电路中组合而其结果将积分，以得到0点附近的一个锯齿波，也即在第一输入信号超前时该锯齿波具有一极性，而当第二输入信号超前时具有相反极性。该锯齿波的幅度相应于两个数字输入信号间相位/频率的差值并具有360度的固定周期。随着两个输入信号间相位/频率差值的单调增加，该检测器的输出呈一锯齿链，该链所具有的锯齿波周期数相应于那两个数字输入信号间相位/频率差值的全部周期数。
因此本发明的基本目的即是提供一种增加数字式相位/频率检测器检测量程的方法和电路。
其另一目的是提供一种方法和电路，在输入和参考信号间的相位/频率差值为一预定量而重新调整其内部电路时通过使检测器的输出输出一峰值，并在检测器的输出中加上此附加的相位/频率差值，来增加数字式相位/频率检测器的最大平均输出。
对于本领域中的熟练技术人员讲，本发明的其它目的和效益可在下述的详细说明中变得显而易见，其中仅对本发明的较佳实施方案予以示出和说明，然而确是对设想实现本发明最佳方式的说明。可以理解，不出和说明，然而确是对设想实现本发明最佳方式的说明。可以理解，不超出本发明的情况下可有若干不同的实施方案，而且其某些细节可以有明显的不同或是一些改进。因此下述的说明和附图仅是涉及了性质上的解释而不是作为对本发明的限制。
图1的框图是一种常规数字式锁相环路，其中可结合本发明的频率/相位检测器使用;
图2是常规数字式相位/频率检测器的电路图，本发明即是在它的基础上的一种改进;
图3(1)-3(5)的波形图说明了图2常规数字式相位/频率检测器的工作情况;
图4是图2的常规相位/频率检测器的输出特性;
图5是根据本发明的原理经改进的数字式相位/频率检测器所希望的特性;
图6包含了经本发明产生的各波形的时序图;
图7是本发明的电路图。
所设计的本发明是要增加数字式锁相环路的线性相位调制范围，而这种数字式锁相环路则被阐述在Erps等人的4，360，788号美国专利和于1984年7月10日由Cok递交的第629，555号专利申请中，并且这种数字式锁相环路是与华盛顿州艾弗里特JohnFLukeMfg联合公司生产的各种频率合成器相组合。
参见图1，一般用10代表的常规锁相环路包括本发明所针对的一种相位检测器12，滤波器14及接至正向环路的电压控制振荡器(VCO)16。相位检测器12具有可接收Fi输入信号的一个输入和接收Fr参考信号的第二输入，并根据这两个输入信号间相位和频率中的差值产生一个信号。该检测器信号经滤波器14予以滤波或平滑，然后作为控制输入加到VCO16。VCO16的输出经可编程分频器18作为参考信号Fr反馈回相位检测器12。如上述Erps等人的专利中所详细说明的，要对由VCO16产生的该信号进行控制，以根据分频器18的程序，使其具有输入信号Fi的倍频或分谐波的频率，并根据与检测器12组合的补偿偏置，使其具有相对于输入信号的相位呈某种预定关系的相位。
应该理解，虽然本发明的相位检测器的特别重要的应用是在如图1所示的那种锁相环路中，但是在信号处理和信号测量中这种相位检测器还有着不少其它的有效应用。
在对本发明进行审评之前，必须对常规相位/频率检测器的相对低的最大平均输出予以充分了解，而这也是本发明的改进之处。如图2所示的常规检测器包括一对触发器20，22，为解释起见以D型触发器示出。在一个D型触发器中，加到D端的逻辑电平将随着产生加到时钟端的上升时钟脉冲而传输至Q输出端。各D型触发器20，22还具有一个Q′输出端，它产生Q输出端的逻辑互补，并有一个响应逻辑“0”或“低电平”信号使Q输出端复位至逻辑“0”的复位端R。为便于说明，可以假设触发器20，22均以正向逻辑工作，也即逻辑“1”定义为“高”电压而逻辑“0”定义为“低”电压。
与非门电路24具有两个分别接至触发器20，22Q输出端的输入端，及接至两个触发器复位端R的一个输出端。各触发器20，22的D输入端接至逻辑“1”，两个时钟端则分别接至第一可变(输入)信号V和第二固定(参考)信号R。虽然V，R这两个信号可以是任意的，但输入信号V可对应Fi及输入信号R对应Fr，如图1所示。另外在一般情况下，虽然信号V，R这两者可以为具有可变和不同频率及相位的数字或方波，但也可视信号R为具有固定频率和相位的参考信号。
分别以26，28代表的触发器20，22的Q输出加到选择滤波器30，32，以产生输出信号U，L之后加到加法电路34。加法电路的输出在积分电路36中予以特别的平均或平滑。当检测器电路12用于锁相环路时，如图1的14通过标准锁相环路滤波器来进行输出积分。
作为检测器12的概述，各触发器20，22的Q输出端将响应于其输入时钟的跳变而置位于逻辑“1”，此跳变则是由输入信号V或输入信号R所引起的。然而如果触发器20，22均被置位，与非门24的输出就将逻辑“0”电平加到各触发器的复位端R，以使两个Q输出端复位到逻辑“0”。这样触发器20，22之一或另一个将根据首先到达的具有正向跳变的是输入信号V或R中的哪一个而予以置位;并且根据输入信号V，R的第二个正向跳变的到达而使这两个触发器复位。这样两个触发器20，22就可产生这样一种方波，其占空率将相应于上述两个输入信号间相位和频率的差值;如果输入信号V超前输入信号R则触发器20占先并产生一方波而触发器22则不产生;如系输入信号R超前则触发器22占先且产生一个方波，触发器20就不产生方波。
检测器12的工作过程及涉及了上述改进的方式方法，将结合示出了由相位检测器产生的典型波形图的图3，和说明了输出波形的图4而予以详细解释。
图3(1)和图3(2)分别代表了加到触发器20和22时钟端的输入信号V和R。这两个输入信号具有不同的频率并可以有不同的占空率，虽然因各触发器20，22是前沿响应，而使此占空率并非重要。图3(3)和图3(4)是连线26和28中信号的输出信号波形。
假设两个触发器20，22最初是通过输入信号V的第一个正向跳变38′而予以复位，从而使两个触发器20和22的Q输出如图3(3)和图3(4)中的40′，42′所示处于逻辑“0”。图3(2)中44′处输入信号R的下一个正向跳变将引起触发器22的Q输出端如图3(4)46′处所示置位为逻辑“1”。在图3(1)的48′处发生输入信号V的下一个正向跳变时，触发器20的Q输出端即开始置位于逻辑“1”，而与非门24几乎同时响应将两个触发器复位，并驱动触发器22的Q输出返回至如图3(4)的50′处所示的逻辑“0”。
很显然上述各过程的这个周期，将随着52′处的输入信号R的正向跳变及54′处输入信号V的正向跳变而予以重复，并且随着56′和58′处R和V输入信号的正向跳变而再次重复。在此时间周期，呈占先的触发器22产生一个方波，该方波的占空率将随着两个输入信号R和V间相位/频率差值的减少而缩小，另一个触发器20的输出则为逻辑“0”。
然而输入信号V在60′处出现正跳变之后，加到触发器20时钟端的脉冲频率为将有两个脉冲，也即由输入信号R在正向跳变62′处的下一个脉冲出现前，在58′处有一个正向跳变脉冲，在60′处有下一个正向跳变脉冲。现处在60′处的此第二个连续脉冲的作用是将触发器22的输出置位于逻辑“1”，因为在正向脉冲跳变60′之前两个触发器20，22已预先复位了。因此62′处输入信号R的正向跳变使触发器20的Q输出复位，这种时序如图3(3)和3(4)所示将随着触发器20的触发和触发器22的不触发而予以连续。实际上该时序的重复循环是随着输入信号V和R之间相位和频率的差值而变化的，也即总有两个触发器之一被触发并产生一其占空率相应于相位/频率差值的方被，而另一个触发器不予触发。在某一时刻两个触发器20，22中的哪一个被触发取决于输入信号V，R中的哪一个超前。
如上所述，触发器20，22的输出连线26，28经选择低通滤波器30，32接至差动电路34，其输出由积分器36予以平均或平滑。
由36平滑的差分信号是如图3(5)所示的锯齿波，当“呈优势(domi-nance)如图3(1)-3(4)所示的区域在触发器20和22之间转变时该锯齿波过“0”点，并如图4所示随相位/频率的完整循环(2π)而重复。当两个输入信号V和R处于相互同步或“锁相”的正向或反向信号周期中时，该检测器的特征可以说成是处于如图4所示的“有效区域”。而当此两个输入信号处于其有效区域之外时，相位检测器12就产生一具有最大平均信号(见图4的虚线)的锯齿波，其幅值为锯齿波二分之一的峰值幅度而其极性则取决于那两个信号中是哪一个超前。
现参见图5，图中所示为对此于常规检测器示于图4的输出，即所希望的数字式相位/频率检测器的输出特性。图5中，零轴100限定了其零电流电平。零水平点102所限定的点即是输入信号V与参考信号R的相位相匹配的点。由点102向右出现的，为输入信号V将超前参考信号R，而从零点102向左反向为输入信号V滞后参考信号R。
随着输入信号V和参考信号R之间相位差的增加，其电流也将沿斜率104增加以达到正常输出电平106。正如稍后将要解释的，在2π正常输出点106附近会有轻微的不连续，之后电流要增加至4π点上的峰值输出点108，此点基本是正常输出106电平的两倍。由于相位差的增加超出了4π，会出现使电流从峰值输出电平108降到正常输出电平106的不连续点。而随着相位差的继续增加，其电流会朝峰值输出电平108再次开始增加并在每个2π内不定限地重复。
上述的不连续性是由于相对零电平100的不连续性而在触发器20和22中的不同时间延迟造成的。在正常输出电平106处的不连续性则是由于将来自触发器124和触发器20来的电流进行匹配很困难而造成的。
与此相反，检测输入信号V滞后参考信号R的情况时，该数字式相位/频率检测器将以常规方式进行工作，也即其电流将沿反向增加直至到达反向输出峰值电平110，随着相位差的增加引起电流电平降回至零电平100那样，在该点出现不连续。
因为检测器中的电子元件不是在理想方式中工作的，所以会在正常输出电平106和零电平100处呈现一定程度的不连续和扰动。为避免在此两处工作，就希望检测器的工作电平避开这两点，而在本较佳实施方案中是设置在112工作电平处。此较佳实施方案中，选择该工作电平112于正向峰值输出电平108和反向峰值电平110之间的中点处。
以此较佳实施方案的所选择电平，就有可能得到在超前和滞后相位的条件下超出相位/频率检测器量程的最大量程。另一个优点是通过将工作电平设置得尽可能远离其不连续点而居于它们的中间，使得其失真部分仅为十分大的相移中的一小部分。
现参见图7，其中示出的触发器20，22为常规数字式相位/频率检测器的一部分。输入信号V要再输入至一个D型触发器124的时钟输入端，该触发器有其本身的连至触发器20予置输入端的复位输入(上文没有提到这点，一般D型触发器都有予置输入)。还要将输入信号V提供给D型触发器126，其本身的Q′输出分别接至触发器20和124的予置和复位输入端。
触发器124其本身的Q输出端接至触发器126的D输入端和单稳态多谐振荡器128的时钟输入端。触发器124的Q′输出输入到或门130的反向输入端，后者的输出至脉冲展宽电路132，此电路包括接至触发器124D输入端的电阻134和连接电阻134至地138的电容136。
触发器20其本身的Q输出接至与门140，后者的输出则接到或非门142的输入端。与门140其本身的另一个输入接至触发器22的Q输出端。或非门142本身的第二输入端接至单稳态多谐振荡器128的Q输出端。或非门142的输出输入到触发器20和22的复位输入端。触发器22的Q输出还要接至加法电路34并由此至积分器36。加法电路34还要将来自触发器22和124的Q输出信号相加。
触发器126的Q输出至带阻和复位脱离同步(aSliverrejectandresethold-off)的144，它包括由接至触发器126复位输入端的电容146，该电容通过一电阻148至触发器22Q输出端。
现参见图6和7，对组合了本发明的检测器工作情况将利用一个时域图进行解释。对于输入频率V超前参考频率R少于2π的这种检测器其本身工作过程基本与常规检测器类似，所以下文的讨论将集中在相位差约为2π的那些时域上。
在其差值约为2π时，如由脉冲114所示触发器120Q输出的占空率约为100%(全宽度)，反之其Q′输出为0%(零宽度)。这将使反向输入或门130的输出经脉冲展宽器132使触发器124的D输入维持在“1”，直至输入信号V的下一个前沿使触发器124改变状态。触发器124改变状态时其输出Q将变为“1”。同时触发器124的Q′输出将变为“0”，从而使反向或门130维持在“1”并使触发器124的D输入端保持为“1”。
这样在2π点，就提供了触发器124的Q输出至加法电路34，它要在这里与触发器120的Q输出相加。
同时触发器124的Q输出要提供给单稳态多谐振荡器128的时钟输入端。触发器124的跳变将引起单稳态多谐振荡器128的状态改变，这样即可利用或非门142以一个输出脉冲来复位触发器20和22。
触发器20复位时，其Q输出变为“0”且它至加法电路34的基值也为零。随着相位差的增加超出2π，触发器20Q输出的脉冲宽度将增加而且是附加在触发器124Q输出之外的正常输出上。
随着此相位差从2π至4π的增加，及超出自触发器124的输出将维持在“1”，而使触发器20的作用是有效地将一个常规检测器的效应附加在本发明上。
至此，对于输入信号V相对于参考信号R持续增加这种情况的关系已作了说明。从此点出发，当这种相位关系缩小而使输入信号V更接近参考信号R时，其工作过程稍有不同。随着相位差从大于2π变为小于2π(图5)，触发器20Q输出的脉冲输出占空率将减为0%的占空率，而触发器22Q输出的脉冲输出其占空率将增加。当脉冲的预定宽度(占空率)达到了由电容146所建立的时，即可使对于输入信号V至触发器126的复位信号完全移至触发器126的时钟输入端，以使触发器126的Q输出变为“1”。
由于触发器126的Q输出为“1”，而Q′输出变为“0”因此引起触发器124的复位和触发器20的予置。使触发器124复位将引起其Q输出变为“0”而触发器20的Q输出变为“1”。同时，在带阻和复位脱离同步(thesliverrejectandresetandresethold-off)144的RC时间常数之后，触发器126将再次改变其状态以使其Q输出变为“0”此后，该相位/频率检测器12将与常规检测器类同的方式工作。
在以上的陈述中，仅示出和说明了本发明的较佳实施方案，如上所述，应该理解本发明是可以用在若干其它的组合及场合下的，而且是可以在本文所阐述的发明概念范围内做出变化和改进的。例如，可以串接若干附加的触发器，通过与反向相等效的在零电平100上增加对应的特性从而使量程增大。另外，对本领域的熟练技术人员讲应该是显而易见的，即可以通过利用与本文所陈述的类似处理方式，在希望进一步增加其量程的某些级间可再增加若干附加级。
权利要求
1、一种用于检测输入信号和参考信号间相位和频率间差别的数字式相位/频率检测器，其特征在于包括
用于接收其输入和参考信号的装置；
用于可复位地产生方波的装置，而其方波所具有的占空率相应于所述输入和参考信号间相位和频率的差值，该占空率可随着所述相位和频率差值的每一周期而予以重复；和
可响应一预定占空周期的装置，以提供示其本身特性的输出并使所述产生方波的装置复位。
2、根据权利要求
1的电路，其特征在于包括可将所述方波进行积分以得到其斜率随所述方波的占空率而变的锯齿波的装置;以及在使所述产生方波的装置复位之前可随预定的占空周期常数将所述装置的输出加到所述锯齿波峰值幅度上的装置。
3、根据权利要求
1的电路，其特征在于还包括可响应另一个预定占空周期的装置以提供代表其本身特性的另一输出并使所述产生方波的装置再次复位，还包括在使所述另一产生方波的装置复位之前，可随另一预定的占空周期常数将所述另一装置的输出加到另一锯齿波峰值幅度上的装置。
4、根据权利要求
2或3的电路，其中为将所述方波进行积分的所述装置，其特征在于包括对于超前参考信号的输入信号可提供正向锯齿波而对于滞后参考信号的输入信号可提供反向锯齿波的装置，以及响应于所述预定占空周期的所述装置包括了对于超前和滞后信号可将各输出常数加上的装置。
专利摘要
锁相环路中的数字式相位/频率检测器电路包括了一逻辑门，它互连一对分别由输入和参考数字信号计测的双稳态装置以产生其占空率相应于该两个信号间相位/频率差值的方波。该方波的占空率随着其相位/频率差值的单调变化而在最小和最大值之间重复变化。对此方波进行积分以得到一锯齿波。为加大量程，所提供的电路在逼近锯齿波峰值时给出了一常值电平信号并使其双稳态装置复位以提供多倍于早期量程的量程。
文档编号H03L7/08GK86101722SQ86101722
公开日1986年10月29日 申请日期1986年3月12日
发明者史蒂文·彼得·科克, 罗伯特·詹姆斯·莱旺道斯基 申请人:约翰·弗兰克制造公司