换规则，将所述第一虚频向量积分值与所述 第一实频向量积分值转换为第一相位和序列幅值。
[0053] 步骤S111，根据预设的相位转换规则，将所述第二虚频向量积分值与所述第二实 频向量积分值转换为第二相位。
[0054] 步骤S112,根据预设的频差转换规则，将所述第一相位和所述第二相位转换为所 述电力信号频率与所述参考频率的频差。
[0055] 步骤S113,根据预设的幅值转换规则，将所述序列幅值、所述电力信号频率与所述 参考频率的频差转换为所述电力信号的基波幅值。
[0056] 本实施方式，对采样所得的信号序列进行截短处理，获得截短信号序列，所述截短 信号序列的长度相对所述信号序列的长度的截短值为信号周期序列长度的〇. 25倍；以所 测参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述信号序列和所述截短信号 序列相乘，生成两组实频向量序列和虚频向量序列；通过对两组虚频向量序列和实频向量 序列数字滤波，生成两组虚数向量滤波序列和实数向量滤波序列，进而积分生成两组虚数 向量积分值和实数向量积分值；再根据预设的相位转换规则，将两组实数向量积分值和虚 数向量积分值转换为序列幅值和两个相位，根据预设的频差转换规则，将两个相位转换为 所述电力信号频率与所述参考频率的频差；根据预设的幅值转换规则，将所述序列幅值、所 述电力信号频率与所述参考频率的频差转换为所述电力信号的幅值，具有较高的准确度。
[0057] 之后如不加说明，所述电力信号的幅值均指电力信号的基波幅值。
[0058] 其中，对于步骤S101，优选地，根据实际需要设置所述预设信号周期数。所述预设 信号周期数可为整数11，因为存在误差，整数11是大约的。
[0059] 进一步地，电力系统额定频率50Hz，为了提高性能，采样频率应远大于50Hz，可设 置所述预设采样频率f n= l〇KHz，采样间隔表达为式（1):
[0060]
[0061] 其中，Tn为采样间隔，单位s ;fn为所述预设采样频率，单位Hz。
[0062] 在一个实施例中，可通过以下所述公式（2)将所述预设信号周期数和所述预设采 样频率转换为所述预设序列长度：
[0063] N= (int)C2nT2nfn (2);
[0064] 其中，N为信号序列长度，单位无量纲；（int)为取整数；C2n为预设信号周期数，单 位无量纲；T 2n为信号周期，单位s。
[0065] 实际根据所述参考频率计算信号周期，存在误差。
[0066] 所述信号序列，图3所示。对单检波频率信号，所述信号序列表达为式（3):
[0067]
[0068] 其中，\ (n)为信号序列；A为信号基波幅值，单位v ; ?为信号频率，单位rad/s ; Tn为采样间隔，单位s ;n为序列离散数，单位无量纲；9为信号初相位，单位rad，N为所述 预设序列长度，单位无量纲。
[0069] 对于步骤S102,可通过零交法对所述信号序列进行频率初测，获取所述初步频率。 还可通过本领域技术人员惯用的其他频率测量方法对所述输入信号序列进行频率初测。
[0070] 所述初步频率表达为式（4):
[0071] ?。 （4);
[0072]其中，《。为初步频率，单位rad/s ;
[0073] 优选地，所述参考频率表达为式（5):
[0074] 〇s= 〇 〇 (5);
[0075]其中，《s为参考频率，单位rad/s ; ?。为初步频率，单位rad/s。
[0076] 对于步骤S103,优选地，所述截短信号序列长度表达为式（6):
[0077] Ns=N_0.25N2n (6)；
[0078] 式中，Ns为截短信号序列长度，单位无量纲；N2n为信号单位周期序列长度，单位无 量纲。
[0079] 优选地，根据所述参考频率计算信号单位周期序列长度，为式（7):
[0080]
[0081] 其中，（int)代表取整数，信号单位周期序列长度N2n整数化存在1个采样间隔内 的误差。
[0082] 所述截短信号序列，图3所示，所述截短信号序列的表达式为式（8):
[0083]
[0084] 式中，X2(n)为截短信号序列。
[0085] 对于步骤S104,优选地，所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数可 分别为以所述参考频率为频率、以T n为间隔离散变量的正弦函数和余弦函数。
[0086] 在一个实施例中，以所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与 所述信号序列相乘所述第一实频向量序列和所述第一虚频向量序列为式（9):
[0087]
[0088] 其中，Rjn)为所述第一实频向量序列；IJn)为所述第一虚频向量序列；Q为信 号频率与参考频率的频差，单位rad/s ; Acos(f2Tnn+cp)/2和Asin(DTnn+(p)/2为有效分 量；
2为混频干扰频率成分。
[0089] 对于步骤S105,以所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所 述截短信号序列相乘，得到所述第二实频向量序列和所述第二虚频向量序列为式（10):
[0090]
[0091] 式中，R2(n)为所述第二实频向量序列；I2(n)为所述第二虚频向量序列；Q为信 号频率与参考频率的频差，单位rad/s ; Acos(nTnn+cp)/2和Asin(nTnn+(p)/2为有效分 量；Acos[(2(0+(Ds)Tnii+cp]/2 和 Asin[(2a)+(0s)Tnn+(p]/2 为混频干扰频率成分。
[0092] 对于步骤S106,所述第一实频向量序列和所述第一虚频向量序列中包含混频干扰 频率。当输入信号中还在直流成分、次谐波成分及分次谐波成分时，所述混频干扰频率将更 加复杂，这些混频干扰频率严重影响计算准确度。虽然窗口函数和积分运算本身对混频干 扰频率具有良好的衰减作用，但没有针对性，不能够对所述复杂的混频干扰频率产生深度 的抑制作用，不能满足参数的高准确度计算需要。
[0093] 为了有针对性的抑制所述混频干扰频率的影响，采用一种数字滤波器，理想情况 下，数字滤波器的零幅值频率点正好对应所述混频干扰频率点，对所述混频干扰频率具有 完全的抑制作用。优选地，数字滤波具体采用算术平均滤波算法，即将若干个连续离散值相 加，然后取其算术平均值作为本次滤波值输出。数字滤波需要设置数字滤波参数，所述数字 滤波参数指若干个连续离散值相加的长度N D。在数字滤波参数ND取值为信号周期序列长 度的1. 5倍，可以对1/3分次谐波产生的混频干扰频率进行抑制。而ND取值为信号周期序 列长度的2倍，可以对直流、1/2分次、1次、2次、3次、4次、5次谐波等产生的混频干扰频率 进行抑制。因此，数字滤波由2种参数的数字滤波器所构成，考虑到实际存在误差等因数， 为了深度抑制混频干扰频率影响，每种参数的数字滤波器均由参数相同的三级数字滤波组 成，共六级算术平均值数字滤波所构成。
[0094] 优选地，六级算术平均值数字滤波式可为式（11):
[0095]
[0096] 其中，X(n)为数字滤波输入序列，序列长度N;XD(n)为数字滤波输出序列，序列长 度N-3N D1-3ND2;ND1为滤波参数1，即连续离散值相加数量；ND2为滤波参数2、即连续离散值 相加数量。
[0097] 在一个实施例中，滤波参数ND1取值为所述参考频率的单位周期序列长度的1. 5 倍，滤波参数ND2取值为所述参考频率的单位周期序列长度的2倍，在一个实施例中，滤波参 数N D1取值为所述参考频率的单位周期序列长度的1. 5倍，滤波参数N D2取值为所述参考频 率的单位周期序列长度的2倍，六级算术平均值数字滤波需要使用10. 5倍信号周期序列长 度。
[0098] 优选地，在所述混频干扰频率成分得到完全抑制前提下，所述第一实频向量滤波 序列和所述第一虚频向量滤波序列为（12):
[0099]
[0100] 其中，RD1(⑴为所述第一实频向量滤波序列；ID1 (⑴为所述第一虚频向量滤波序 列；K(D)为数字滤波在频差D的无量纲增益；a (D)为数字滤波在频差D的移相，单位 rad〇
[0101] 对于步骤S107,优选地，积分运算式为（13):
[0102]
[0103] 其中，&为第一实频向量积分值；Ii为第一虚频向量积分值。L1为第一积分长度， 单位无量纲，原则上，L1最小为0. 5倍信号周期序列长度。
[0104] 对于步骤S108,同理和优选地，在所述混频干扰频率成分得到完全抑制前提下，所 述第二实频向量滤波序列和所述第二虚频向量滤波序列为式（14):
[0105]
[0106] 其中，RD2(⑴为所述第二实频向量滤波序列；ID2 (⑴为所述第二虚频向量滤波序 列；K(D)为数字滤波在频差D的无量纲增益；a(D)为数字滤波在频差D的移相，单位 rad〇
[0107] 对于步骤S109,优选地，积分运算式可为（15):
[0108]
[0109] 其中，1?2为第二实频向量积分值；12为第二虚频向量积分值。L2为第二