延迟控制电路与限幅放大器、模数转换器、降速电路、升速电路和数 模转换器分别相连，时钟及延迟控制电路上连有时钟锁相环，时钟锁相环上连有10MHz参 考源；存储模块包括多个双端口随机存取存储器（RAM)。
[0067] 雷达发射信号经接收通道混频为中频信号并通过A/D变换，将模拟信号转换为高 速数字信号，降速控制电路把高速的并行数据转换成与存储器读写速度相匹配的低速并行 数据，并存入双端口RAM，完成信号的写入过程。信号读过程正好与写过程相反，即双端口 RAM中存储的数据在延迟控制电路的同步控制下，按照要模拟距离要求经过一定的延时，按 先进先出顺序，由升速控制电路把低速并行数据转化为高速并行数据后通过D/A转换为模 拟中频信号。延迟时间的长短决定了模拟目标距离范围，延迟时间分辨率决定模拟目标的 距离分辨率。反过来说，要实现大范围距离模拟，必须对写入数据进行长时间延迟后进行读 取，这必将增大数据存储空间。要实现高精度距离模拟，就需提高存储器读/写时钟频率， 使延迟时间的控制精度更高，随着存储器读/写时钟频率的提高，使得在相同延时条件下 需要更大的存储空间。
[0068] 根据现有器件水平和本仪器目标要求，对采样频率和存储空间进行计算和优化， 采用12位500MHz采样速率的A/D和D/A转换器，以满足瞬时带宽和量化噪声要求。为了 实现最大300km目标距离的模拟，存储器采用1024kX16位的大容量高速双端口RAM。高速 数据接收、降速处理和双端口RAM管理电路采用高速FPGA来实现，将A/D产生的500Mbps 数据流分成4路，分时存入4组双端口存储器中。升速电路通过利用FPGA搭建合适的高速 数据选择器来实现。
[0069] 多普勒频率模拟模块采用镜像抑制混频技术和矢量调制器，进行一次混频，所述 矢量调制器的输入端包括I路输入信号和Q路输入信号，所述I路输入信号和Q路输入信 号的前面设有补偿电路，所述矢量调制器上连有宽频镜像抑制混频校准电路。
[0070] 雷达目标速度的检测是通过测试目标的多普勒频移来实现的，对目标速度的模拟 就转换为多普勒频率的产生，并对雷达发射频率进行频移调制。为了实现目标速度的模拟， 将多普勒信号源输出信号与数字射频存储模块输出的中频信号进行混频，由于多普勒频率 较低，若采用传统混频方式，由于两个边带频率离得很近，无法应用滤波方式进行载波和无 用边带的抑制。理论上IQ混频方式只产生一个有用边带，因此我们采用了矢量调制技术。 矢量调制器的原理框图如图4所示，包括一只90度功分器、两只混频器和一只合路器。
[0071] 中频多普勒频移的模拟是通过使用直接数字频率合成（DDS)技术产生两路正交 的多普勒信号，再通过矢量调制器产生带有多普勒频移的中频信号，设计的多普勒频率模 拟模块原理框图如图5所示。为了提高系统的集成度，采用FPGA电路与D/A转换器实现双 通道DDS，与低通滤波器结合，产生出高纯度的多普勒频率信号。该DDS频率合成电路相位 累加器为48位，D/A转换器为14位，采用10MHz的参考时钟，满足本仪器要求的速度范围 和速度分辨率要求。最终可实现频率范围从直流到4MHz、频率分辨率优于luHz、相位噪声 优于-130dBc/HZ@10kHZ和近端杂散小于-70dB的高性能多普勒频率输出。
[0072] 设中频信号为COScoift，多普勒频移电路的I路输出为C0SωJ，多普勒频移电路 的Q路输出为SINcoJ，则通过矢量调制器后的信号为：
[0073] V〇UT= C0S ω ct · C0S ω ift+SIN ω ct · SIN ω ift = C0S (ω if- ω c) t
[0074] 若多普勒频移电路的I路输出为COScoJ，多普勒频移电路的Q路输出 为-SINcoJ，则通过矢量调制器后的信号为：
[0075] V〇UT=C0Sωct·C0Sωift-SINωct·SINωift=C0S(ωif+ωc)t
[0076] 由此可以看出，经过多普勒频移电路后，中频信号频率由coif变为ωif+co。或 ωlf_ω。，也就是说产生了多普勒频移效应。
[0077] 矢量调制器I路输入信号用符号I表示，Q路输入信号用符号Q表示，本振输入信 号用符号\。表示，射频输出信号用符号VRF表示，则理想矢量调制器的传输函数可以表示 为：
[0078]VRF= (I+jQ) ·VL0
[0079] 矢量调制的主要误差为I路与Q路的幅度不平衡以及90度功分器的移相误差，对 于实际的矢量调制器，将I路的增益归一化为1，设Q路的增益误差k，实际90度功分器的 移相角度不是90°而是90° +δ，δ为移相误差，则实际矢量调制器的传输函数为：
[0080]VRF=I·VL0+k·Q·VL0 ·ej("/2+5)=I·VL0+k·ej5 ·jQ·VL0
[0081] 通过实际矢量调制器的传输函数得出，在矢量调制器的Q输入端前面增加一个补 偿电路，该补偿电路的传输函数为e]δΛ，即一个增益为Ι/k，移相角度为-δ的电路，即能 得到理想矢量调制器的传输函数公式。
[0082] 该雷达目标模拟通用信号发生器实现了带有相位补偿功能的双路多普勒频移信 号源。为了产生相差可变的双路多普勒频移信号，需在普通直接数字频率合成器上设计相 位偏移电路，改变两个相位偏移寄存器的值，可以改变I路和Q路输出信号的相对相位差， 从而可以模拟雷达目标的径向方向。通过调整相位偏移寄存器的值，还可以微调I路和Q 路信号的相位差，以补偿中频矢量调制器中90度功分器的移相误差，通过调整增益寄存器 的值，还可以微调I路和Q路信号的幅度，以补偿中频矢量调制器I路和Q路增益误差，从 而提尚边带抑制指标。fe准后中频输出?目号的镜像抑制及载波抑制指标提尚10dB以上，典 型值优于_50dB。
[0083] 如图6所示，宽频镜像抑制混频校准电路包括两只程控放大器和两只数控移相 器。要实现频率范围1~20GHz宽频带IQ混频，由于频率覆盖太宽，只能采用分段方式来 实现。具体为采用1~4GHz射频IQ混频和4~20GHz微波IQ混频。1~20GHz宽频带本 振信号经1选2开关分别送到射频矢量调制器和微波矢量调制器，两个调制器输出的射频 信号通过另一个1选2开关嵌接为1~20GHz宽频带输出。射频矢量调制器直接使用成熟 的MMIC产品进行二次集成，微波矢量调制器自行设计。
[0084] 宽频微波矢量调制器中宽带定向耦合器的设计是必须要解决的难题。要求定向耦 合器能够实现90度的相移，并且耦合度要保证为3dB，这样才能保证射频信号经过定向耦 合器能够产生功率相等且相位相差90度的I和Q信号，可采用对称渐变耦合线耦合器电 路。混频电路采用两个双平衡混频器电路。一个用于I信号的输入通道，一个用于Q信号 的输入通道。双平衡混频器的电路结构既能保证信号和本振端口有良好的隔离，同时可达 多个倍频程带宽。平衡-不平衡变换器的设计也是关键。I和Q信号的巴伦采用集中参数 的抽头耦合线圈形式，尺寸体积小。高频采用微带巴伦。国外宽带微波矢量调制器典型产 品有SM0218LC1CDQ，频率范围2~18GHz，IQ调制频率范围DC~500MHz，线性调制功率最 大为+5dBm，载波输入功率+13dBm，边带抑制20dB，载波抑制25dB，正交相位准确度典型值 ±10°，正交幅度准确度典型值±ldB。可以看出其技术指标是较差的。我们设计的宽带微 波矢量调制器频率范围3~20GHz，技术指标与国外产品相当。
[0085] 由于宽频微波矢量调制器设计技术及工艺限制，其载波抑制、边带抑制等指标很 不理想。在微波频段上，直接对矢量调制器的幅度不平衡尤其是移相误差进行补偿是相当 困难的。
[0086] 射频矢量调制器芯片的技术指标较宽频微波矢量调制器的技术指标好很多，但也 需要设计补偿电路。
[0087] 针对以上技术难题，提出了一种对宽频IQ混频进行校准的方法。该方法在中频上 对射频及微波矢量调制器的误差进行补偿，能大大提高设备的技术指标，改善设备的性能。
[0088] 基于上述分析，我们设计了宽频IQ混频校准电路，其原理框图如图6所示。该电 路包括两只程控放大器，分辨率达〇.ldB，分别对I路输入信号与Q路输入信号进行程控放 大，以补偿矢量调制器的幅度不平衡k，该电路还包括两只宽带数控移相器，分别对I路中 频信号与Q路中频信号进行移相，以补偿矢量调制器的移相误差S。调节矢量调制器的IQ 输入共模电压，能够改善载波泄漏指标，调节矢量调制器的IQ输入差模电压，能够改善镜 像抑制指标。