专利名称：积分电流调节器及调节电流的方法
技术领域：
本发明涉及调节器领域。
背景技术：
所谓的滞环调节器或两点调节器公知用于调节流经感应负载的电流。在该类调节 器中，将供给电压周期性地施加给负载，并确定出该情形下流经负载的电流。在该情形中， 当电流超过预定上限值时切断供给电压，并当电流下冲到预定的下限值时再次导通供给电 压。对于理想情形而言，也就是说，对于施加电压时电流上升且不施加电压时电流降低的严 格的三角形电流分布而言，电流的平均值对应于上下电滞限值的平均值。更复杂的调节器具有闭合控制回路。在这些调节器的情形中，供给电压周期性地 施加到负载，并确定出流经负载的电流。调节器用于从以该方式获得的测量值中产生脉宽 调制驱动信号，所述驱动信号周期性地驱动与负载串联的开关，以便施加供给电压至负载。
发明内容
本发明公开了调节流经负载的电流的电流调节器的不同示例性实施例。例如，电 流调节器可包括第一电路，其被构造成确定出流经负载的电流量；以及第二电路，其被构 造成使电压施加在负载两端，该电压的占空比取决于流经负载的电流量。这里也公开了电 流调节器实施例执行的方法。这些和其他方面将在下面的具体实施例部分说明。
在下面用附图更详细地解释本发明的示例性实施例。应该指出，这些附图用于解 释本发明的基本原理，而不必示出功能布局所要求的所有电路元件。在附图中，除非另外说 明，否则相同的参考标号表示相同的信号和具有相同意义的电路元件。图1示出本发明电流调节器的一个示例性实施例的电路图，该电流调节器具有用 于负载的连接端子、电流测量结构和施加脉宽调制电压至连接端子的开关结构。图2示出图1中所示电流调节器的电路图，其中详细示出了电流测量结构的示例 性实施例和开关结构的示例性实施例。图3示出使用电流调节器中产生的信号的时间分布操作图1和图2中示出的电流 调节器的方法。图4示出图2中所示的开关结构中脉宽调制器的第一示例性实施例的电路图。图5示出脉宽调制器的第二示例性实施例的电路图。图6示出脉宽调制器的第三示例性实施例的电路图。图7示出本发明电流调制器的另一个示例性实施例的电路图。图8示出为开关结构的开关产生脉宽调制信号的驱动电路的另一个示例性实施 例的电路图，其中所述开关与负载串联。
图9示出使用驱动电路中产生的信号的时间分布来操作图8中所示的驱动电路的方法。
具体实施例方式图1示出了根据本发明多个方面的电流调节器的一个示例性实施例。该电流调节器具有连接端子11，12，这些连接端子用于连接负载，特别用于连接感应负载或至少负有 (encumbered with)电感的负载。这类感应负载或负有电感的负载在图1中明确示出以便 更好地理解，并用参考标号10表示。电流调节器还具有在连接端子11，12之间施加脉宽调 制供给电压VlO并因此供电给负载10的开关电路30。开关电路30被设计为从电流调节器 的输入电压Vin产生该脉宽调制电压VlO，所述输入电压被施加在第一电势V的端子和第二 电势GND的端子之间。例如，第一电势V是正电势。第二电势GND是例如基准电势，特别是 地电势，电路中产生的所有电压都可基于该基准电势。在该情形中，输入电压Vin的大小对 应于电势V的大小。为了从输入电压Vin产生脉宽调制电压V10，开关电路30具有连接到连接端子 11，12的开关31，其连接方式是如果有负载10就与该负载串联。在所示例子中，该开关连 接在第二连接端子12和第二电势GND的端子之间。在该情形中，电路调节器的第一连接端 子11连接到第一电势V的端子。开关31由脉宽调制驱动信号S30驱动，该驱动信号由驱动电路32以下面将解释 的方式产生。开关31由驱动信号S30周期性地闭合(或导通)和打开(或断开)，在驱动 周期中，该开关在导通阶段闭合并在导通阶段后的断开阶段打开。假定不可避免的线阻明 显小于负载10的电阻，则在开关31闭合时，约整个电压Vin都施加在连接端子11，12之间， 且因此施加在负载10的两端。在这些导通阶段中，脉宽调制电压VlO表现出约对应于输入 电压Vin的第一电平。当开关31打开时，约整个输入电压Vin施加在开关31两端，连接端 子11，12之间的电压且因而负载10两端的电压由此至少近似为零。这对应于断开阶段中 脉宽调制电压VlO的第二电平。开关31是例如半导体开关，例如MOSFET或IGBT。图1中所示的电流调节器还具有电流测量电路20，该电流测量电路被设计为检测 流经负载10的负载电流IlO并产生电流测量信号S20，该电流测量信号取决于该电流，具 体地，与该电流IlO成比例。感应负载10在导通阶段中汲取电能。为了在开关断开后避 免开关31两端的高压(所述高压由存储在感应负载10内的能量产生)，可提供惯性元件 (freewheeling element) 13，例如二极管。为了在导通阶段和断开阶段都能检测流经负载 的电流，在有负载10时，该惯性元件13以与包括负载10和电流测量电路20的串联电路并 联的方式连接。为此，根据该实例，惯性元件13连接在连接端子之一(在该实例中为第一 连接端子11)和电流测量电路20的远离(faces away from)另一连接端子12的连接点之 间。电流测量电路20产生的电流测量信号S20和基准电流信号ST —起施加到开关电 路30的驱动电路32。在该情形中，基准电流信号ST预先确定流经负载10的电流平均值的 期望值。驱动电路32被设计为基于电流测量信号S20的时间积分和基准电流信号ST的时 间积分产生用于开关31的驱动信号S30。例如，驱动电路32被设计为在驱动周期中确定出基准电流信号ST的时间积分和电流测量信号S20的时间积分，从而至少在驱动信号的断开阶段比较由此获得的积分，并在电流测量信号S20的积分降低至基准电流信号ST的积分时 开始新的驱动周期。在该电流调节器的情形中，脉宽调制电压VlO的占空比，也就是导通时 长和断开时长的比率或导通时长和驱动周期时长的比率，因此取决于电流测量信号S20的 积分并取决于基准电流信号ST的积分。在图1所示的电流调节器中，开关电路30的开关31和电流测量电路20连接在第 二连接端子12和第二电势GND的端子之间。这仅应理解为一个实例。电流测量电路20和 开关31因此也可连接在第一电势V的端子和第一连接端子11之间，或者这两个电路元件 中的一个可连接在第一电势V和第一连接端子11之间而这些电路元件中的另一个可连接 在第二连接端子12和第二电势GND的端子之间。参考图2，电流测量电路20例如具有电流测量电阻器21，其与负载10和开关31串 联。该电流测量电阻器21例如是无电抗电阻器(nonreactive resistor)；因此当开关31 关闭时，该电流测量电阻器两端的电压降V21与流经负载10的负载电流IlO成正比。为了 检测该电压降V21并提供电流测量信号S20，电流测量电路20还具有电流测量放大器22， 该电流测量放大器为运算放大器的形式且连接成使得电流测量电阻器21位于电流测量放 大器22的输入端之间。在电流测量放大器22的输出端输出电流测量信号S20。参考图2，驱动电路32具有例如被供以电流测量信号S20并提供基于电流测量信 号S20的第一积分信号S33的第一积分器33。驱动电路32还具有被供以基准电流信号ST 并提供基于基准电流信号ST的第二积分信号S34的第二积分器34。积分信号S33，S34被 提供给比较器35，该比较器将这两个积分信号比较并产生基于该比较的比较信号S35。该 比较信号S35被提供给脉宽调制器36，该脉宽调制器基于比较信号S35产生驱动开关31的 脉宽调制信号S30。下面利用图3来解释图1和2中所示的电流调节器的操作方法，具体地，解释产生 脉宽调制信号S30的驱动电路30的操作方法。图3示出电流测量信号S20、基准电流信号 ST、脉宽调制驱动信号S30和第一及第二积分信号S33、S34的示意性时间分布。为了解释的目的，假定在参考图3考虑的时间段内，基准电流信号ST是不随负载 所需功率消耗(也就是所需功率消耗值)变化的常量信号。由于寄生效应，如线阻或感应 负载的无电抗性电阻，还假定负载电流IlO的时间分布且因此在该实例中的电流测量信号 S20的时间分布不是三角形的，这将是理想感应负载的情形，其中感应负载工作在饱和区以 下。在图3中所示的示例性实施例中，开关31闭合时，也就是在导通阶段Ton时，流经负载 10的电流分段呈指数增加，而在开关打开时，也就是在断开阶段TofT时，呈指数降低。除了 寄生效应，饱和效应也在所示时间分布中起到一定作用，在导通时间段发生的所述饱和效 应如此长以至感应负载10进入饱和区状态。为了解释的目的，还假定，对于图3中所示的 时间分布而言，当驱动信号S30呈高电平时开关31导通，而当驱动信号S30呈低电平时开 关31断开。图2中所示的驱动电路32的积分器33、34被设计为从驱动周期开始并从同等初 始值(例如零)开始分别积分电流测量信号S20和基准电流信号ST。为了解释的目的，假 定新驱动周期分别从开关31的导通阶段开始。在该情形中，积分器33、34在驱动周期起点 例如通过驱动信号S30分别被复位为初始值。这样的复位分别以例如脉宽调制驱动信号S30的上升边缘来实现。然而，表示基准电流信号ST的时间积分的第二积分信号S34从驱动周期起点开始 随时间线性上升，表示电流测量信号S20的时间积分的第一积分信号S33的上升速率改变。 对于在图3中示出的负载电流或电流测量信号S20的时间分布而言，第一积分信号S33起 初小于第二积分信号S34，但在驱动周期开始后迅速超过第二积分信号S34。在图2所示的驱动电路32中，比较信号S35执行预先确定开关31的导通期起点 的导通信号的功能。在所示实例中，导通时长Ton，也就是说导通阶段的时间段对于所有驱 动周期而言都是恒定的。相反，断开时长TofT或断开阶段的时长，且因此驱动周期的总时 长T可改变，以便调节功率消耗。在所示例子中，当第一积分信号S33在开关31打开后，也 就是说，在断开阶段期间，下冲到第二积分信号S34的值时，驱动循环的终点且因此新驱动 循环的起点分别达到。在图2所示的驱动电路32的情形中，在时间上在该点有比较信号或 导通信号S35的上升边缘。图4示出脉宽调制器36的一个示例性实施例，该脉宽调制器基于导通信号S35产 生脉宽调制信号S30的导通电平，且因此导通开关31，并在预先确定的导通时长Ton结束后 产生驱动信号S30的断开电平，且因此断开开关31。所示的脉宽调制器36具有RS触发器 361，该RS触发器具有设置输入端S，复位输入端R和输出脉宽调制驱动信号S30的非反相 输出端Q。导通信号S35被提供给设置输入端S。所示触发器361被设定在导通信号S35的 预定边缘，例如上升边缘，结果是脉宽调制信号S30呈预定的信号电平，在该实例中为高电 平。脉宽调制器36还具有被同样提供以导通信号S35的延迟元件362。该延迟元件的输出 信号S362被提供给触发器361的复位输入端R。延迟元件362以预先确定的延迟时间将导 通信号S35发送给触发器361的复位输入端R，该延迟时间对应于导通时长Ton，且结果为 已被设定的触发器361在导通时长结束后被再次复位，且在导通时长结束后，驱动信号S30 呈断开电平，在该实例中为低电平。图5示出脉宽调制器36的另一个示例性实施例。该脉宽调制器与图4所示的不 同之处在于，其具有连接在触发器361的复位输入端R上游的OR门363，且该OR门的一个 输入端被提供以延迟元件362输出端输出的延迟信号S362，而另一个输入端被提供以过电 流断开信号S364。该过电流断开信号S364由比较器364的输出端输出，该比较器的一个输 入端被提供以电流检测信号S20，而另一个输入端被提供以最大电流信号Smax。在该情形 中，最大电流信号Smax表示最大可允许负载电流。在该脉宽调制器36中，在延迟信号S362 呈高电平时或在过电流断开信号S364呈高电平时，也就是说，在导通时长已结束时或在导 通时长结束前负载电流IlO超过预定可允许电流时，触发器361被复位。图5中所示的脉 宽调制器36因此确保电流调节器得以过电流保护。图6示出脉宽调制器的另一个示例性实施例。与图5中所示的脉宽调制器相比，该脉宽调制器没有用于设置恒定导通时长的延迟元件。在该脉宽调制器的情形中，触发器 361仅是基于电流测量信号S20和最大电流信号Smax的比较来复位的。为此，触发器361 的复位输入端R仅被提供以来自比较器364的输出信号S364。当使用该脉宽调制器时，负 载电流在导通时长总是上升到由最大电流值Smax决定的电流值，且导通时长Ton可因此由 于不同负载和不同输入电压Vin而改变。为了产生积分信号S33、S34，图2中所示的电流调节器包含积分器33、34，这些积分器对电流测量信号S20和基准电流信号ST连续进行随时间的积分。这些积分器33、34具有例如电压控制的电流源和电容，这些电容以图中未示出的方式连接在电流源的下游。在 该情形中，电流源产生取决于电流测量信号S20和基准电流信号ST的电流，并从初始值对 电容充电。在该情形中，电容两端的电压对应于积分信号S33、S34。取代用于产生积分信号S33、S34的连续积分器33，34，也可参考图7使用对电流 测量信号S20和基准电流信号ST的样点值S372、S382进行加和的离散时间积分器37、38。 这些离散积分器37、38具有例如采样元件372、382，这些采样元件根据时钟信号CLK并以时 钟信号CLK预定的规则的时间间隔对电流测量信号S20和基准电流信号ST进行采样，并产 生样点值S372、S382。在该情形中，从例如零的初始值分别加和样点值S372、S382的加法 器371、381连接在采样元件372、382的下游。在驱动周期的起点，这些加法元件371、381 例如利用脉宽调制信号S30被分别复位到它们的初始值。由加法元件371、381的输出端所 输出的并执行在图2解释的连续信号S33、S34的功能的信号S37、S38表示电流测量信号 S20和基准电流信号ST的离散时间积分信号。这些离散时间信号S37、S38被提供给比较 器35，在比较器35的输出端输出导通信号S35，所述导通信号取决于这些离散时间积分信 号S37、S38的比较。为了更好地理解，图3示出电流测量信号S20和基准电流信号ST的样点值S372、 S382以及由此产生的一个驱动周期的离散时间积分信号S37、S38。在该情形中，Tclk表示 采样周期的时长，在该采样周期内，电流测量信号S20和基准电流信号ST分别被采样一次。 采样频率满足fclk = Ι/Tclk。两个信号S20，ST在相同的时间点被分别采样。如在连续 时间情形中，导通信号S35呈这样的信号电平，该信号电平在第一积分信号S37降到第二积 分信号S38的值以下时起动新的导通阶段，该第一积分信号取决于电流测量信号S20，而第 二积分信号取决于基准电流信号ST。应该指出，与本发明关联的“积分信号”应被理解为连续时间积分信号和离散时间 积分信号，该连续时间积分信号利用电流测量信号S20或基准电流信号ST的连续时间积分 形成，该离散时间积分信号是通过对电流测量信号S20的样点值或基准电流信号ST的样点 值加和而形成的。图8示出产生脉宽调制驱动信号S30的驱动电路30的另一个示例性实施例。该 驱动电路30具有减法器39，该减法器被提供以电流测量信号S20和基准电流信号ST，且其 输出端输出表示电流测量信号S20和基准电流信号ST间差值的差分信号Sdiff。该差分信 号SdifT被提供给积分器40，积分器40对该差分信号SdifT积分并产生积分信号S40。与 上面解释的示例性实施例对比，该积分器40并不是必须在驱动周期开始时复位。积分信号 S40被提供给用于检测积分信号S40的零点的比较器35，且为此，对例如积分信号S40与基 准电势GND或零点比较。图9示出基于图3所示的电流测量信号S20和基准电流信号ST的时间分布的差 分信号Sdiff的时间积分S40。图9还示出源自该积分的差分信号的比较信号S35，假定比 较器35是以这样的方式执行的，即比较信号S35在差分信号Sdiff的积分信号S40小于零 时呈高电平且在差分信号Sdiff的积分信号S40大于零时呈低电平。在图8所示的驱动电 路30中，驱动周期，也就是导通阶段的起点分别开始于比较器35的输出信号S35的上升边 缘，也就是导通信号的上升边缘。导通阶段的时长Ton是由脉宽调制器36以前面所解释的方式确定的。为了更好地理解，图9同样示出基于导通信号S35的驱动信号S30的时间分布。在具有图8所示的驱动电路30的电流调节器的情形中，导通时长Ton和断开时长 Toff间的比率取决于电流测量信号S20和基准电流信号St间的差分信号Sdiff的积分，并 因此取决于电流测量信号S20的积分和基准电流信号ST的积分间的差值。在图8所示的驱动电路30的情形中，连续时间积分器40可由采样元件和加法器 取代，该加法器按照参考图7的陈述并以未更详细示出的方式连接到采样元件的下游。上述电流调节器和上述利用该电流调节器的电流调节方法的应用与所用负载类 型无关，具体地与感应负载10在导通阶段是否进入饱和状态无关。此外，该电流调节器和 该电流调节方法能够对基准电流值ST的变化做出快速反应；只需要一个驱动周期就可以 将流经负载10的电流IlO的平均值调节为新的基准值。此外，该电流调节器和该电流调节 方法对输入电压Vin的变化具有鲁棒性(robust)。
权利要求
一种电流调节器，用于调节流经负载的电流，所述电流调节器包括第一电路，其被构造成确定出流经所述负载的电流量；和第二电路，其被构造成使电压施加在所述负载两端，所述电压具有的占空比取决于流经所述负载的电流量。
2.根据权利要求1所述的电流调节器，其中，所述第一电路被构造成产生取决于所述 第一电路测量的电流量的信号，且所述第二电路被构造成接收所述信号。
3.根据权利要求2所述的电流调节器，其中，所述第二电路被构造成使所述电压具有 的占空比取决于所述信号的积分。
4.根据权利要求1所述的电流调节器，其中，所述第二电路包括开关，并且所述第二电 路被构造成打开和闭合所述开关，以使所述电压具有所述占空比。
5.根据权利要求4所述的电流调节器，其中，所述开关与所述负载串联。
6.一种电流调节器，用于调节流经负载的电流，所述电流调节器包括电流测量电路，其被构造成确定出流经所述负载的电流量并产生取决于所述电流量的 电流测量信号；以及开关电路，其被构造成在第一状态和第二状态间循环，并被构造成接收基准电流信号 并使供给电压施加在所述负载两端，所述供给电压在所述第一状态期间具有第一电平并在 所述第二状态期间具有第二电平，其中，所述第一状态的时长和所述第二状态的时长之间 的比率基于所述电流测量信号的时间积分和所述基准电流信号的时间积分。
7.根据权利要求6所述的电流调节器，其中，所述比率基于所述电流测量信号的时间 积分和所述基准电流信号的时间积分间的差值。
8.根据权利要求7所述的电流调节器，其中，所述开关结构被构造成对于多个驱动周期中的每个驱动周期而言，积分所述电流测量信号和所述基准电流信 号间的差值，以获得差分积分信号，在所述第一状态的时长结束后，响应所述差分积分信号达到预定阈值而开始下一个驱 动周期。
9.根据权利要求6所述的电流调节器，其中，所述开关电路被构造成对于多个驱动周期中的每个驱动周期而言，在所述第一状态的时长期间对所述电流测 量信号和所述基准电流信号进行随时间的积分，以获得所述电流测量信号的时间积分和所 述基准电流信号的时间积分；以及在所述第一状态的时长结束后，响应所述电流测量信号的积分小于所述基准电流信号 的积分而开始下一个驱动周期。
10.根据权利要求9所述的电流调节器，其中，所述开关电路被构造成以连续时间方式 积分所述电流测量信号和所述基准电流信号，以获得所述电流测量信号的时间积分和所述 基准电流信号的时间积分。
11.根据权利要求9所述的电流调节器，其中，所述开关电路被构造成对所述电流测量 信号的样点值和所述基准电流信号的样点值进行加和，以获得所述电流测量信号的时间积 分和所述基准电流信号的时间积分。
12.根据权利要求6所述的电流调节器，其中，所述第一状态的时长在多个驱动周期上 是固定的。
13.根据权利要求6所述的电流调节器，其中，对于多个驱动周期中的每个驱动周期而 言，所述第一状态的时长取决于所述电流测量信号。
14.一种调节流经负载的电流的方法，所述方法包括施加供给电压至所述负载，所述供给电压在第一阶段期间的第一电平和第二阶段期间 的第二电平之间循环；以及产生取决于流经所述负载的电流量的电流测量信号，其中，所述第一阶段的时长和第二阶段的时长之间的比率基于所述电流测量信号的时 间积分和基准电流信号的时间积分。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述第一阶段的时长和第二阶段的时长之间 的比率取决于所述电流测量信号的时间积分和所述基准电流信号的时间积分间的差值。
16.根据权利要求14所述的方法，进一步包括对于多个驱动周期中的每个驱动周期而言，积分所述电流测量信号和所述基准电流信 号间的差值，以获得差分积分信号；以及在所述第一阶段的时长结束后，响应所述差分积分信号达到预定阈值而开始下一个驱 动周期。
17.根据权利要求14所述的方法，进一步包括对于多个驱动周期中的每个驱动周期而言，在所述第一阶段的时长期间对所述电流测 量信号和所述基准电流信号进行随时间的积分，以获得所述电流测量信号的时间积分和所 述基准电流信号的时间积分；以及在所述第一阶段的时长结束后，响应所述电流测量信号的积分小于所述基准电流信号 的积分而开始下一个驱动周期。
18.根据权利要求17所述的方法，进一步包括以连续时间方式积分所述电流测量信 号和所述基准电流信号，以获得所述电流测量信号的时间积分和所述基准电流信号的时间 积分。
19.根据权利要求17所述的方法，进一步包括对所述电流测量信号的样点值和所述 基准电流信号的样点值进行加和，以获得所述电流测量信号的时间积分和所述基准电流信 号的时间积分。
20.根据权利要求14所述的方法，其中，所述第一阶段的时长在多个驱动周期上是固 定的。
21.根据权利要求14所述的方法，其中，对于多个驱动周期中的每个驱动周期而言，所 述第一阶段的时长取决于所述电流测量信号。
22.一种电流调节器，用于调节流经负载的电流，所述电流调节器包括施加供给电压至所述负载的装置，所述供给电压在第一阶段期间的第一电平和第二阶 段期间的第二电平间循环；以及产生电流测量信号的装置，所述电流测量信号取决于流经所述负载的电流量，其中，所述第一阶段的时长和第二阶段的时长之间的比率基于所述电流测量信号的时 间积分和所述基准电流信号的时间积分。
全文摘要
本发明公开了一种用于调节流经负载的电流的电流调节器和相关方法。该电流调节器可例如包括第一电路，被构造成确定出流经该负载的电流量；以及第二电路，被构造成使电压施加在该负载两端，该电压具有取决于流经负载的电流量的占空比。
文档编号G05F1/10GK101813955SQ20091000956
公开日2010年8月25日 申请日期2009年2月20日 优先权日2009年2月20日
发明者克劳斯·施特罗迈尔, 海莫·哈特利布, 阿克塞尔·赖特霍费尔 申请人:英飞凌科技股份有限公司