交流稳压控制方法与流程

本发明涉及电源技术领域，尤其是一种交流稳压控制方法。

背景技术：

现有的补偿式交流稳压器，其优点是稳压范围宽，波形几乎没有失真，整机效率高，负载适应性强。其原理是根据输入电压的高低情况，自动控制补偿变压器上初级绕组的不同绕组线圈的投切，利用初级侧工作绕组和次级绕组的变比关系，或者通过调整初级绕组上所加电压的方式，提供双向多档的电压补偿，从而实现调压稳压的目的。

现有补偿式交流稳压器的不足之处是：采用电机控制碳刷移动来改变向补偿变压器励磁线圈施加不同电压时，碳刷容易磨损，经常出现故障。采用电子开关切换的方式来进行补偿变压器上初级绕组的不同绕组线圈的投切，或者调整初级绕组上所加电压时，电子开关的延迟关断容易造成电源短路故障；采用单片机、plc等的程序方式控制电子开关切换时，程序飞跑、死机等问题也会造成稳压器失效，或者是因控制逻辑错误造成电源短路故障。

技术实现要素：

为了解决现有补偿式交流稳压器所存在的问题，本发明提供了一种交流稳压控制方法，包括：

将交流电源电压波动区间范围的电压分成多个电压等级区间来进行补偿控制；对交流电源电压的电压等级区间进行识别，得到与电压等级区间相应的触发选通控制值；由晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态控制选择多个补偿变压器中的0个，或者是1个，或者是多个补偿变压器来进行电压补偿，实现与电压等级区间对应的电压补偿状态；交流电源电压的每个电压等级区间对应一个电压补偿状态。

对触发选通控制值是否有效进行判别，当触发选通控制值无效时，控制晶闸管桥处于开路保护状态。触发选通控制值为m位二进制值；判别触发选通控制值是否有效的依据是，触发选通控制值的m位二进制值中，有且只有一位有效时，触发选通控制值有效；否则，触发选通控制值无效；所述m为大于等于2的整数。进一步地，触发选通控制值中的位为1有效，为0无效，即触发选通控制值信号中的高电平有效，低电平无效；或者是，触发选通控制值中的位为0有效，为1无效，即触发选通控制值信号中的低电平有效，高电平无效；m位触发选通控制值中共有m个触发选通控制值有效。

对交流电源电压的电压等级区间进行识别，得到触发选通控制值由采样比较单元实现。采样比较单元包括交流电源电压采样电路和多区间电压比较器电路，交流电源电压采样电路将交流电源电压有效值转换为交流电源电压采样值；多区间电压比较器电路的输入电压为交流电源电压采样值，将输入电压，即交流电源电压采样值与m-1个阈值电压进行比较，得到m位比较输出值，m位比较输出值构成触发选通控制值。m-1个阈值电压分别为与交流电源电压m个电压等级区间的m-1个中间分隔值对应的交流电源电压采样值。多区间电压比较器电路包括m-1个比较器，将输入电压与m-1个不同的阈值电压进行比较，输出m位比较输出值；m-1个比较器均采用正单电源供电。m-1个不同的阈值电压分别连接至m-1个比较器的同相输入端，输入电压同时连接至m-1个比较器的反相输入端。多区间电压比较器输出的m位比较输出值高电平有效，m位比较输出值中有且只有一位输出值有效。m-1个比较器中，阈值电压最低的比较器直接采用正单电源进行供电，其他比较器均采用可控电源进行供电；比较器采用可控电源供电时，只有在所有阈值电压比其低的比较器全部输出低电平时，可控电源向其正电源端进行供电，否则可控电源停止向其正电源端进行供电。比较器采用可控电源供电且可控电源停止向其正电源端进行供电时，输出低电平。m位比较输出值由m-1个比较器的输出值和最高区间判断值组成；当m-1个比较器的输出值全部为低电平时，最高区间判断值为高电平，否则，最高区间判断值为低电平。

多区间电压比较器电路或者是包括m个比较器，将输入电压与m个不同的阈值电压进行比较，输出m位比较输出值；m个比较器均采用正单电源供电。m个不同的阈值电压分别连接至m个比较器的同相输入端，输入电压同时连接至m个比较器的反相输入端。多区间电压比较器输出的m位比较输出值高电平有效，m位比较输出值中有且只有一位输出值有效。m个比较器中，阈值电压最低的比较器直接采用正单电源进行供电，其他比较器均采用可控电源进行供电；比较器采用可控电源供电时，输出端接有下拉电阻，只有在所有阈值电压比其低的比较器全部输出低电平时，可控电源向其正电源端进行供电，否则可控电源停止向其正电源端进行供电。比较器采用可控电源供电且可控电源停止向其正电源端进行供电时，输出低电平。m位比较输出值由m个比较器的输出值组成。m个不同的阈值电压分别为m个区间电压的区间电压上限值。

采用或非门实现比较器可控电源供电功能，比较器的正电源端连接至或非门的输出端，或非门的输入端分别连接至所有阈值电压比其低的比较器的输出端。多区间电压比较器电路中的比较器均优选采用单电源供电的低功耗轨到轨运放。

触发选通控制值控制晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态的方法是，由触发选通控制单元依据有效的触发选通控制值，通过二极管触发选通矩阵选择并使相应的触发控制信号有效，控制晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态。

晶闸管桥中共有n个晶闸管；二极管触发选通矩阵包括m根触发选通控制列线、n根触发驱动行线和多个二极管；m根触发选通控制列线与m位触发选通控制值一一对应，一个有效的触发选通控制值对应使一根触发选通控制列线信号有效；n根触发驱动行线与n个晶闸管一一对应，一根触发驱动行线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效；触发控制信号有效使相应的晶闸管导通。所述n为大于等于4的整数。

每根触发选通控制列线信号有效时，对应一个晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态；在每根触发选通控制列线与该列线信号有效时对应通断组合状态需要控制晶闸管导通的触发驱动行线之间均设置二极管进行连接，当某根触发选通控制列线信号有效时，由二极管使需要控制晶闸管导通的触发驱动行线信号有效。

在交流电源电压波动导致触发选通控制值发生改变，需要切换晶闸管桥中晶闸管处于不同的通断组合状态时，在其先后2种通断组合状态之间，维持一个不触发区时间，关断晶闸管桥中的所有晶闸管。

所述维持一个不触发区时间由不触发区控制信号实现；控制不触发区控制信号在触发选通控制值发生改变后输出一个单脉冲；不触发区控制信号在输出单脉冲期间有效，在非输出单脉冲期间无效；不触发区控制信号有效时，维持一个的不触发区时间。进一步地，所述触发选通控制值发生改变后，不触发区控制信号中单脉冲的宽度时间在10ms至30ms之间选取。

控制晶闸管桥的触发控制信号由延迟的触发选通控制值控制产生；延迟的触发选通控制值的信号改变时刻晚于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的前沿时刻，且早于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的后沿时刻。

对触发选通控制值进行延迟，以及产生不触发区控制信号的功能由延时保护单元实现；对触发选通控制值是否有效进行判别由检错判别单元实现，检错判别单元判别延迟后的触发选通控制值是否有效，输出触发选通控制值判别信号。

所述方法由包括补偿式主电路、采样比较单元、延时保护单元、触发选通控制单元、触发单元、检错判别单元、保护驱动单元的交流稳压器实现。补偿式主电路包括补偿变压器组、晶闸管桥；触发单元根据输入的触发控制信号，控制主电路晶闸管桥中晶闸管的通断。保护驱动单元依据触发选通控制值是否有效来停止/启动对晶闸管桥的开路保护，具体方法是，当触发选通控制值无效时，控制断开晶闸管桥的所有上桥臂来使晶闸管桥处于开路保护状态下，或者是控制断开晶闸管桥的所有下桥臂来使晶闸管桥处于开路保护状态下；晶闸管桥处于开路保护状态下，检错判别单元判断输入的触发选通控制值恢复为有效时，保护驱动单元自动停止晶闸管桥的开路保护状态。

触发选通控制单元包括二极管触发选通矩阵；一根触发驱动行线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效的方法是，n根触发驱动行线信号一一对应直接作为n个晶闸管的触发控制信号。一根触发驱动行线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效的方法或者是，所述触发选通控制单元还包括触发控制信号驱动电路；触发控制信号驱动电路的输入为n根触发驱动行线的信号，输出为一一对应的n个晶闸管的触发控制信号。

保护驱动单元依据触发选通控制值是否有效和不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源，具体方法是，只有当触发选通控制值有效且不触发区控制信号无效时，控制接通触发单元的供电电源，触发单元正常工作，依据输入的触发控制信号发出触发脉冲；否则，切断触发单元的供电电源，停止发出所有的触发脉冲。

晶闸管桥中的晶闸管为双向晶闸管，或者是2个单向晶闸管反向并联形成的晶闸管交流开关。

本发明的有益效果是：所述采用补偿变压器组和晶闸管桥进行电压补偿的交流稳压控制方法采用仅有一位有效的、不同的触发选通控制值，由二极管触发选通矩阵实现了对晶闸管桥不同组合通断状态的选通控制，且保证了晶闸管桥的同一全桥电路上下桥臂晶闸管不能同时导通，即实现了同一全桥电路上下桥臂晶闸管的互锁控制。在此同时，还对进行交流电源电压的电压等级区间识别时发生错误，导致输出了无效的触发选通控制值的情况，停止发出触发脉冲且进行晶闸管桥的开路保护，有效地加强了针对交流稳压工作过程异常的保护力度；在晶闸管桥处于开路保护状态时，如果触发选通控制值恢复有效，则能够自动停止晶闸管桥的开路保护状态并使其重新处于补偿工作状态；未采用单片机、plc等的程序方式控制晶闸管的通、断切换，避免了程序飞跑、死机等问题造成的稳压器故障。上述功能使所述交流稳压控制方法的工作过程更加稳定、可靠。

附图说明

图1为实现交流稳压控制方法的交流稳压器组成框图；

图2为补偿式主电路实施例1；

图3为补偿式主电路实施例2；

图4为采样比较单元实施例1；

图5为采样比较单元实施例2；

图6为延时保护单元实施例框图；

图7为延时检测模块中针对触发选通控制值信号y10的延时检测电路实施例1；

图8为延时检测模块中针对触发选通控制值信号y10的延时检测电路实施例2；

图9为延时检测模块中针对触发选通控制值信号y10的延时检测电路实施例3；

图10为不触发区控制信号产生模块实施例；

图11为延时保护单元中部分相关波形示意图；

图12为触发单元中触发双向晶闸管sr1的触发电路实施例；

图13为触发选通控制单元实施例1；

图14为触发选通控制单元实施例2；

图15为触发选通控制单元实施例3；

图16为检错判别单元实施例；

图17为保护驱动单元实施例。

具体实施方式

以下结合附图对本发明作进一步说明。

图1为实现交流稳压控制方法的交流稳压器组成框图，采样比较单元对交流电源电压进行电压采样，输出触发选通控制值p2；延时保护单元输入触发选通控制值p2，输出延迟后的触发选通控制值p3和不触发区控制信号p4；触发选通控制单元输入延迟后的触发选通控制值p3，输出触发控制信号p5；触发单元根据输入的触发控制信号p5，发出触发信号p6至补偿式主电路，控制晶闸管桥中双向晶闸管的通断；检错判别单元输入延迟后的触发选通控制值p3，输出触发选通控制值判别信号p7；保护驱动单元输入不触发区控制信号p4和触发选通控制值判别信号p7，依据触发选通控制值判别信号p7是否有效来停止/启动对晶闸管桥的开路保护，同时依据触发选通控制值判别信号p7是否有效和不触发区控制信号p4是否有效来控制触发单元的供电电源。

图2为补偿式主电路实施例1，补偿变压器tb1、tb2组成补偿变压器组，6个双向晶闸管sr1-sr6共同组成晶闸管桥，熔断器fu1和继电器常开开关ka-1、ka-2、ka-3，继电器常闭开关ka-5、ka-6组成继电器保护电路。

图2中，补偿变压器tb1、tb2的补偿线圈均串联在相线上，相线输入端为la1，输出端为la2。tb1、tb2励磁线圈上的电压由晶闸管桥控制。1个晶闸管全桥电路包括上、下2个晶闸管桥臂。图2中，tb1、tb2励磁线圈的一端并联后连接至sr1与sr2组成的晶闸管全桥电路，tb1、tb2励磁线圈的另一端分别连接至sr3与sr4、sr5与sr6组成的晶闸管全桥电路。设tb1、tb2的补偿电压不相同，不考虑补偿电压相互抵消的补偿方式，则补偿变压器组最多共有正向tb1、正向tb2、正向tb1+tb2、反向tb1、反向tb2、反向tb1+tb2共6种电压补偿状态，外加一种输入电压在正常范围之内时的0电压补偿状态，相线输入端la1输入的交流电源电压能够最多被分成7个电压区间进行补偿控制。图2中，n为零线，g11、g12至g61、g62分别为双向晶闸管sr1至sr6的触发信号输入端。

图3为补偿式主电路实施例2，补偿变压器tb1、tb2、tb3组成补偿变压器组，8个双向晶闸管sr1-sr8共同组成晶闸管桥，熔断器fu1和继电器常开开关ka-1、ka-2、ka-3、ka-4，继电器常闭开关ka-4、ka-5、ka-6组成继电器保护电路。

图3中，补偿变压器tb1、tb2、tb3的补偿线圈均串联在相线上，相线输入端为la1，输出端为la2。tb1、tb2、tb3励磁线圈上的电压由晶闸管桥控制，tb1、tb2、tb3励磁线圈的一端并联后连接至sr1与sr2组成的晶闸管全桥电路，tb1、tb2、tb3励磁线圈的另一端分别连接至sr3与sr4、sr5与sr6、sr7与sr8组成的晶闸管全桥电路。设tb1、tb2、tb3的补偿电压均不相同，不考虑补偿电压相互抵消的补偿方式，则补偿变压器组最多共有正向7种，反向7种，共14种电压补偿状态，外加一种输入电压在正常范围之内时的0电压补偿状态，相线输入端la1输入的交流电源电压能够被最多分成15个电压区间进行补偿控制。图3中，n为零线，g11、g12至g81、g82分别为双向晶闸管sr1至sr8的触发信号输入端。

图2、图3中的每个双向晶闸管均可以用2个反向并联的单向晶闸管替代。图2、图3中，继电器常开开关和继电器常闭开关组成继电器保护开关。

将交流电源电压波动区间范围的电压分成m个电压等级区间，采样比较单元对交流电源电压进行电压采样得到交流电源电压采样值，由m个比较器对交流电源电压采样值进行比较，输出m位二进制数构成的触发选通控制值；当交流电源电压处于m个电压等级区间中的一个时，m位触发选通控制值中对应的一位有效，其他位无效。m位触发选通控制值的有效位为高电平，即二进制1；无效位为低电平，即二进制0；或者是，m位触发选通控制值的有效位为低电平，即二进制0；无效位为高电平，即二进制1。

图4为采样比较单元实施例1，针对补偿式主电路实施例1进行补偿控制。交流电源电压采样电路中，从相线la1和零线n输入的交流电源电压经变压器tv降压后，由二极管dv1-dv4组成的整流桥整流，再经电容cv1滤波和电阻rv1、rv2分压，得到与输入的交流电源电压有效值成正比例关系的交流电源电压采样值u1。

图4的多区间电压比较器电路中，电阻rf1-rf8组成分压电路，对电源+vcc1分压后，得到7个阈值电压uf1-uf7。7个比较器fa1-fa7实现交流电源电压采样值u1与7个阈值电压uf1-uf7的比较，输出的触发选通控制值p2由7个比较器fa1-fa7的输出y11-y17组成，将交流电源电压波动区间范围的电压分成7个电压等级区间1-7。运放fa0组成跟随器，交流电源电压采样值u1经跟随器fa0驱动后，被同时送至比较器fa1-fa7的反相输入端；交流电源电压采样值u1也可以不经跟随器fa0驱动直接同时送至比较器fa1-fa7的反相输入端；7个阈值电压uf1-uf7被分别送至比较器fa1-fa7的同相输入端。图4中，还可以用其他的精密电源来替换电源+vcc1，分压电路对精密电源进行分压，能使阈值电压更加精确。运放fa0和比较器fa1-fa7均优选采用低功耗单电源供电的轨到轨运放，例如，选择opa317、ad8517、mcp6291、tlv2450、tlv2451、tlv2460、tlv2461等静态工作电源电流小于1ma的单通道轨到轨运放。

图4中，或非门fh2-fh7组成比较器fa2-fa7的可控供电电源，即比较器fa2-fa7的供电电源分别受到输出y11-y16的控制；电阻rb2-rb7分别为输出y12-y17的下拉电阻，当相应比较器的供电电源为接近0v，其输出为高阻态时，将电平拉为低电平。比较器fa1的供电电源接至电源+vcc1，处于正常工作状态，输出y11同时控制比较器fa2-fa7的供电电源。例如，当输入的交流电源电压低，处于7个电压等级区间的最低一个电压等级区间1时，y11输出高电平，或非门fh2-fh7全部输出为低电平，比较器fa2-fa7的单电源供电电源全部为接近0v，输出均为接近0v或者是高阻态，电阻rb2-rb7分别将输出y12-y17拉为低电平。当输入的交流电源电压不在7个电压等级区间的最低一个电压等级区间1时，y11输出低电平，或非门fh2输出高电平向比较器fa2提供供电电源，此时，如果输入的交流电源电压处于电压等级区间2时，y12输出高电平，或非门fh3-fh7全部输出为低电平，比较器fa3-fa7的单电源供电电源全部为接近0v，输出均为接近0v或者是高阻态，电阻rb3-rb7分别将输出y13-y17拉为低电平。当输入的交流电源电压高于电压等级区间2时，y11、y12均输出低电平，或非门fh2、fh3均输出高电平，分别向比较器fa2、fa3提供供电电源，此时，如果输入的交流电源电压处于电压等级区间3时，y13输出高电平，或非门fh4-fh7全部输出为低电平，比较器fa4-fa7的单电源供电电源全部为接近0v，输出均为接近0v或者是高阻态，电阻rb4-rb7分别将输出y14-y17拉为低电平。依此类推，当输入的交流电源电压处于电压等级区间4时，y14输出高电平，其他输出为低电平；当输入的交流电源电压处于电压等级区间5时，y15输出高电平，其他输出为低电平；当输入的交流电源电压处于电压等级区间6时，y16输出高电平，其他输出为低电平；当输入的交流电源电压处于电压等级区间7时，y17输出高电平，其他输出为低电平。或非门fh2-fh7选择74hc系列高速cmos门电路时，例如，选择8输入或非门74hc4078、三路3输入或非门74hc27、四路2输入或非门74hc02等，或者是74hc系列高速cmos或门加非门实现或非门功能时，由于74hc系列高速cmos的高电平驱动电流能够达到4ma，足够驱动静态工作电源电流小于1ma的单通道轨到轨运放。或非门fh1-fh6的供电电源为电源+vcc1。

设输入的交流电源电压波动范围为220v±10％，要求将其稳定在220v±2％的范围内输出。采用图4采样比较单元实施例1，可以将输入在242v至198v之间的电压分为区间电压大小为6.4v的7个电压等级区间，其中的3个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；3个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。6.4v的电压区间不大于220v±1.5％，满足输出控制在220v±2％之内的要求；6.4v的7个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为242.4v至197.6v，覆盖了实际波动的范围。采用图2补偿式主电路实施例1进行补偿，且tb1补偿电压低，tb2补偿电压高；tb2的补偿电压为tb1补偿电压的2倍，则此时励磁线圈上电压为交流220v时，tb1补偿电压为6.4v，tb2补偿电压为12.8v。阈值电压uf1-uf7的选择和交流电源电压采样值u1与交流电源电压之间的比例相关；设交流电源电压采样值u1与交流电源电压之间的比例为0.01，即交流电源电压采样值u1为交流电源电压有效值的1％，输入在242v至198v之间的电压对应的电压采样值范围是2.42v至1.98v；将交流电源电压分为区间电压大小为6.4v的7个电压等级区间时，7个阈值电压uf7-uf1分别为2.424v、2.36v、2.296v、2.232v、2.168v、2.104v、2.04v，分别与将242.4v至197.6v范围电压区分为7个电压等级区间上限值的电压采样值对应；根据7个阈值电压uf1-uf7和+vcc1的大小，可以计算出电阻rf1-rf8的大小。

由于补偿式主电路实施例1的补偿方式自动具有施密特特性，比较器fa1至比较器fa7没有组成施密特比较器。图4输出的触发选通控制值高电平有效；在比较器fa1-fa7的输出端均增加一级反相器，则输出的触发选通控制值变为低电平有效。

图4的采样比较单元实施例1中，当输入的交流电源电压低于最小电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值中与最小电压等级区间对应的输出信号有效，即输出为y11有效；此时主电路按照输入的交流电源电压处于最小电压等级区间进行相应的电压降压补偿。当输入的交流电源电压高于最大电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值中所有信号均无效，此时主电路不进行电压补偿。如果去掉图4的采样比较单元实施例1中的比较器fa7，比较器fa6-fa1的6个阈值电压uf6-uf1不变，为与分隔7个电压等级区间的交流电源电压值相对应的电压采样值的7个中间分隔电压值；直接将或非门fh7的输出信号，即最高区间判断值y17-1作为触发选通控制值中的y17，则当输入的交流电源电压处于或者高于最大电压等级区间范围时，均为y17输出有效，主电路按照输入的交流电源电压处于最大电压等级区间进行相应的电压降压补偿。

图4的实施例1也可以针对补偿式主电路实施例2进行，此时，需要将交流电源电压波动区间范围的电压分成更多的电压等级区间。例如，将交流电源电压波动区间范围的电压分成15个电压等级区间时，图4的电路应该扩展至15个比较器，与15个大小不同的阈值电压进行比较；或者是采用14个比较器，与14个大小不同的阈值电压进行比较；输出的触发选通控制值p2将由15位，例如，y11-y115组成。

图5为采样比较单元实施例2，用于针对补偿式主电路实施例2进行补偿控制。图5中，fd1为真有效值检测器件ltc1966，ltc1966与变压器tv1、电容cv2、电容cv3构成交流电源电压采样电路，对从相线la1和零线n输入的交流电源电压进行测量，得到交流电源电压采样值u2。ltc1966的uin1、uin2为交流电压差分输入端，uss为可以接地的负电源输入端，udd为正电源输入端，gnd为地端，en为低电平有效的使能控制输入端，uout为电压输出端，com为输出电压返回端。

图5中，fd2、电阻rd1、电阻rd2、反相器fb1-fb10组成多区间电压比较器电路；fd2为10级比较显示驱动器lm3914，内部含10个1kω精密电阻串联起来的内分压器电路，形成10个比较阈值电压并分别连接至内部10个比较器的正输入端，将交流电源电压波动区间范围的电压分成10个电压等级区间1-10。6脚为内分压器电路高端，经电阻rd1连接至7脚的内部标准电源输出vref；4脚为内分压器电路低端，经电阻rd2连接至地；8脚为内部标准电源低端，连接至地；2脚为负电源端，连接至地；3脚为正电源端，连接至电源+vcc1；5脚为信号输入端，连接至交流电源电压采样值u2，内部连接至10个比较器的负输入端；10-18脚、1脚输出的信号l10至l1为与10个比较器的输出结果，其中l10比较阈值电压最高，依次降低，l1比较阈值电压最低；l1至l10均低电平有效；9脚的模式控制端悬空，实现l1至l10的点状输出，即单个低电平输出有效。图5中，内分压器电路高端也可以经电阻rd1连接至其他电源，例如，电源+vcc1。

图5中，10个反相器fb1-fb10用于对输出信号l1-l10分别进行反相，得到10位二进制y11-y110组成的、高电平有效的触发选通控制值p2。交流电源电压处于10个电压等级区间1-10中的一个时，y11-y110中对应的一位为高电平，其他位为低电平。例如，当输入的交流电源电压处于电压等级区间10时，y110输出高电平，其他输出为低电平；当输入的交流电源电压处于电压等级区间9时，y19输出高电平，其他输出为低电平；当输入的交流电源电压处于电压等级区间5时，y15输出高电平，其他输出为低电平；当输入的交流电源电压处于电压等级区间1时，y11输出高电平，其他输出为低电平。取消图5中的反相器fb1-fb10直接使用输出信号l1-l10作为触发选通控制值y11-y110时，触发选通控制值低电平有效。反相器fb1-fb10均采用电源+vcc1供电。

图5中使用了lm3914内部的10个比较器，将输入的交流电源电压波动区间范围的电压比较区分为10个电压等级区间。设输入的交流电源电压波动范围为220v+10％至220v-20％，要求将其稳定在220v±2％的范围内输出。采用图5的采样比较单元实施例2，将输入在242v至176v之间的电压分为区间电压大小为7v的10个电压等级区间，其中的3个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；6个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。7v的电压区间为220v±1.6％，满足输出控制在220v±2％之内的要求，7v的10个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为244.5v至174.5v，覆盖了实际波动的范围。采用图3补偿式主电路实施例2进行补偿，且tb1补偿电压最低，tb3补偿电压最高；tb2的补偿电压为tb1补偿电压的2倍，tb3的补偿电压为tb2补偿电压的2倍，则此时励磁线圈上电压为交流220v时，tb1补偿电压为7v，tb2补偿电压为14v，tb3补偿电压为28v。阈值电压的选择和交流电源电压采样值u2与交流电源电压之间的比例相关；设交流电源电压采样值u2与交流电源电压之间的比例为0.005，即交流电源电压采样值u2为交流电源电压有效值的0.5％，则将交流电源电压分为区间电压大小为7v的10个电压等级区间时，输入在242v至176v之间的电压对应的电压采样值范围是1.21v至0.88v；10个阈值电压分别为1.1875v、1.1525v、1.1175v、1.0825v、1.0475v、1.0125v、0.9775v、0.9425v、0.9075v、0.8725v，分别与将244.5v至174.5v范围电压区分为10个电压等级区间的下限值的电压采样值对应；内分压器电路高端的电压接至最高比较器正输入端，故6脚电压为1.1875v。根据该10个阈值电压和内部标准电源输出vref(1.2v或者1.25v)的大小，以及内部10个精密电阻的大小，可以计算出电阻rd1、rd2的大小。如果要求提高电压补偿的精度或者是输入电压的波动范围更大，要求图5的采样比较单元实施例2将电压等级区分为更多的电压等级区间时，例如，需要将交流电源电压波动区间范围的电压分成15个电压等级区间时，可采用2片lm3914实现，将2片lm3914中的内分压器电路串联，形成20个比较阈值电压，构成20级比较器电路；选择其中的15级比较输出，输出的触发选通控制值p2将由15位，例如，y11-y115组成。

图5的采样比较单元实施例2中，当输入的交流电源电压高过最大电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值为与最大电压等级区间对应的输出信号有效，即输出为y110有效，主电路按照交流电源电压处于最大电压等级区间进行相应的电压降压补偿。当输入的交流电源电压低于最小电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值中所有信号均无效，此时主电路不进行电压补偿。

图5中使用了lm3914内部10个比较器中的10个比较器，将交流电源电压比较区分为10个电压等级区间。可以只采用lm3914内部10个比较器中的9个比较器，将交流电源电压比较区分为10个电压等级区间；例如，各比较器的比较阈值电压不改变，9个比较器的比较阈值电压为与分隔10个电压等级区间的交流电源电压值相对应的电压采样值的9个中间分隔电压值；不用图5中lm3914的输出l1反相后作为触发选通控制值中的y11，y11选择由触发选通控制值中的y12-y110控制产生，即y12-y110全部无效时，使y11有效，否则，使y11无效；此时，当输入的交流电源电压处于或者高过最大电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值为y110有效，主电路按照交流电源电压处于最大电压等级区间进行相应的电压降压补偿；当输入的交流电源电压处于或者低于最小电压等级区间范围时，均为y11输出有效，主电路按照输入的交流电源电压处于最小电压等级区间进行相应的电压升压补偿。

图5的采样比较单元实施例2也可以针对补偿式主电路实施例1进行补偿控制，此时只需将输入的交流电源电压波动区间范围的电压区分为不超过7个电压等级区间，即选择其中不超过7级的比较输出即可。

除图4或者图5的采样比较单元实施例外，针对补偿式主电路实施例1或者是实施例2进行补偿控制时，还可以选择其他的交流电源电压采样电路和比较电路，实现要求的功能。图4交流电源电压采样电路输出的交流电源电压采样值u1，可以送至图5的多区间电压比较器电路进行比较，输出触发选通控制值；图5交流电源电压采样电路输出的交流电源电压采样值u2，可以送至图4的多区间电压比较器电路进行比较，输出触发选通控制值。

图6为延时保护单元实施例框图，其中，延时检测模块yc1分别对输入的触发选通控制值y11-y1m进行信号延迟得到延迟后的触发选通控制值y21-y2m，y21-y2m组成p3；yc1模块同时分别对触发选通控制值的信号y11-y1m进行边沿检测得到边沿检测信号y31-y3m；不触发区控制信号产生模块yc2将输入的边沿检测信号y31-y3m转换为不触发区控制信号p4输出。图6的实施例框图中，延时检测模块yc1的输入为图4中采样比较单元实施例1输出的触发选通控制值时，m等于7；图6的实施例框图中，延时检测模块yc1的输入为图5中采样比较单元实施例2输出的触发选通控制值时，m等于10。

图7为延时检测模块针中对触发选通控制值信号y11的延时检测电路实施例1。电阻ry0、电容cy0、驱动门fy0实现对y11的信号延迟，得到y11经延迟后的信号y21。电阻ry1、电容cy1、二极管dy1、反相器fy1组成针对输入信号y11的上升沿检测电路，反相器fy1的输出信号yp1中，在y11上升沿之后输出与之相应的负脉冲形式的单脉冲。电阻ry2、电容cy2、二极管dy2、反相器fy2、fy3组成针对输入信号y11的下降沿检测电路，反相器fy3的输出信号yp2中，在y11下降沿之后输出与之相应的负脉冲形式的单脉冲。与非门fy4实现的是负逻辑的或逻辑功能，当输入信号yp1、yp2中有负脉冲产生时，与非门fy4输出的边沿检测信号y31中产生正脉冲，即当输入信号y11有变化时，与非门fy4输出一个正脉冲形式的单脉冲。图7中，驱动门fy0、反相器fy1、反相器fy3优选带施密特输入的器件，例如，反相器选择74hc14，cd40106等等；驱动门fy0可由2个带施密特输入的反相器组成。

图8为延时检测模块针中对触发选通控制值信号y11的延时检测电路实施例2。反相器fy5、电阻ry3、电容cy3对输入信号y11进行反相和延迟，得到y11经延迟的反相信号yp0；反相器fy6再将yp0反相，得到y11经延迟后的信号y21。与非门fy7输入的信号为y11和y11经延迟的反相信号yp0，输出信号yp1中产生与y11上升沿相应的负脉冲形式的单脉冲；或门fy8输入的信号为y11和y11经延迟的反相信号yp0，输出信号yp2中产生与y11下降沿相应的负脉冲形式的单脉冲。与非门fy9实现的是负逻辑的或逻辑功能，当输入信号yp1、yp2中有负脉冲产生时，与非门fy9输出的边沿检测信号y31中产生正脉冲，即当输入信号y11有变化时，与非门fy9输出一个正脉冲形式的单脉冲。图8中，反相器fy6、与非门fy7、或门fy8优选带施密特输入的器件，例如，反相器选择74hc14，cd40106等等；与非门选择74hc132、cd4093等等；或门选择74hc7032，或者是选择2个带施密特输入的反相器和1个与非门来实现或门功能。

图9为延时检测模块针中对触发选通控制值信号y11的延时检测电路实施例3，其中由电阻ry1、电容cy1、二极管dy1、反相器fy1组成针对输入信号y11的上升沿检测电路，和由电阻ry2、电容cy2、二极管dy2、反相器fy2、fy3组成针对输入信号y11的下降沿检测电路，以及利用与非门fy4输出边沿检测信号y31的电路与图7的实施例1相同。图9中，由反相器fy11、fy12、fy13、fy14实现对y11的信号延迟，得到y11经延迟后的信号y21。

图7、图8、图9的实施例1-3均为针对触发选通控制值中的信号y11的延时检测电路，针对触发选通控制值中的其他信号y12-y1m的延时检测电路，与相应实施例中针对输入信号y11进行延时检测的电路结构与功能一样。延时检测电路也可以采用满足要求的其他电路来实现其功能。

不触发区控制信号产生模块的功能是，当输入的针对触发选通控制值的边沿检测信号中的任何一个或者多个产生有与边沿相关的单脉冲时，不触发区控制信号中输出一个单脉冲。图10为不触发区控制信号产生模块实施例，由包括有m个输入的或非门fy10实现相应的功能，或非门fy10的输入信号为边沿检测信号y31-y3m，输出为不触发区控制信号p4。图10实施例中，不触发区控制信号输出的单脉冲为负脉冲，即不触发区控制信号低电平有效；将或非门fy10换成或门时，不触发区控制信号输出的单脉冲为正脉冲。如果输入的边沿检测信号y31-y3m中产生的有与边沿相关的单脉冲为负脉冲，则图10中的或非门fy10应该更改为与非门或者是与门，实现负逻辑下的或逻辑功能。

延时保护单元中的所有门电路均采用单电源+vcc1供电。图11为延时保护单元中部分相关波形示意图。从采样比较单元的原理及要求可知，其输出的触发选通控制值发生正常改变时，每次都有2位发生变化。图11中，触发选通控制值中的y11分别发生一次上升沿改变和下降沿改变，y21是y11延迟t1时间后的触发选通控制值；在图7的延时检测电路实施例1中，t1由电阻ry0与电容cy0的乘积大小(即时间常数大小)决定；在图8的延时检测电路实施例2中，t1由电阻ry3与电容cy3的乘积大小决定；在图9的延时检测电路实施例3中，t1由反相器fy11、fy12、fy13、fy14本身的门延迟时间大小决定。图11中，信号yp1中因y11上升沿产生的负脉冲宽度为t2；在图7的延时检测电路实施例1和图9的延时检测电路实施例3中，t2由电阻ry1与电容cy1的乘积大小决定；在图8的延时检测电路实施例2中，t2由电阻ry3与电容cy3的乘积大小决定。图11中，信号yp2中因y11下降沿产生的负脉冲宽度为t3；在图7的延时检测电路实施例1和图9的延时检测电路实施例3中，t3由电阻ry2与电容cy2的乘积大小决定；在图8的延时检测电路实施例2中，t3由电阻ry3与电容cy3的乘积大小决定。图11中，边沿检测信号y31中的2个正脉冲分别与信号yp1中因y11上升沿产生的负脉冲和信号yp2中因y11下降沿产生的负脉冲对应。设在图11触发选通控制值中的y11发生上升沿改变时，触发选通控制值中的y12发生下降沿改变，此时其对应的边沿检测信号y32相应产生一个正脉冲；设当y11发生下降沿改变时，触发选通控制值中的y12同时发生一次上升沿改变，此时其对应的边沿检测信号y32中相应产生一个正脉冲；在此期间，y11、y12之外的其他触发选通控制值信号没有发生变化，与y11、y12之外其他触发选通控制值信号相应的边沿检测信号均为低电平，图11中未画出。依据前述的不触发区控制信号产生模块的或逻辑功能，不触发区控制信号产生模块输出的单脉冲宽度与输入的边沿检测信号中共同产生该单脉冲的输入脉冲中最宽的脉冲宽度相同，这种宽度差异是因不同延时检测电路中决定t2、t3的电阻、电容值的差异所造成。图11中，y31中的第1个正脉冲比y32中的第1个正脉冲宽，y31中的第2个正脉冲比y32中的第2个正脉冲窄，不触发区控制信号p4中的第1个负脉冲宽度与边沿检测信号y31中的第1个正脉冲宽度一致，不触发区控制信号p4中的第2个负脉冲宽度与边沿检测信号y32中的第2个正脉冲宽度一致。

在图7延时保护单元的延时检测电路实施例1中，触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间为门电路fy1、fy4以及图10中fy10的延迟时间之和，或者是门电路fy3、fy4以及图10中fy10的延迟时间之和；由电阻ry0与电容cy0的乘积大小决定的触发选通控制值的信号延迟时间t1的选择范围是ms数量级，显然，大于触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间，即触发选通控制值信号延迟改变的时刻晚于触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的前沿时刻。严格来说，t1实际上包括电阻ry0与电容cy0所造成的滞后时间，以及门电路fy0的延迟时间之和。图7实施例1中，在选择参数时，要使t2的值和t3的值均大于t1的值，使触发选通控制值信号延迟改变的时刻满足早于触发选通控制值发生改变后输出的不触发区控制信号单脉冲后沿时刻的要求。

在图8的延时保护单元中延时检测电路实施例2中，触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间为门电路fy7、fy9以及图10中fy10的延迟时间之和，或者是门电路fy8、fy9以及图10中fy10的延迟时间之和；t1为ms数量级的数值，显然，此时由电阻ry3与电容cy3的乘积大小决定的触发选通控制值的信号延迟时间t1大于触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间，即触发选通控制值信号延迟改变的时刻晚于触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的前沿时刻。图8的延时检测电路实施例2中，触发选通控制值信号延迟改变的时刻与触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻均受信号yp0改变的影响；触发选通控制值信号延迟改变的时刻为信号yp0改变后再经门电路fy6的延迟；触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻为信号yp0改变后再经门电路fy7、fy9和图10中fy10的延迟时间之和，或者是信号yp0改变后再经门电路fy8、fy9和图10中fy10的延迟时间之和；显然，此时触发选通控制值信号延迟改变的时刻比触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻少经过2个门电路的延迟时间，满足触发选通控制值信号延迟改变的时刻需早于触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻的要求。

图12为触发单元中触发图2补偿式主电路实施例1，或者是触发图3补偿式主电路实施例2中双向晶闸管sr1的触发电路实施例，由交流触发光耦ug1、电阻rg1、电阻rg2组成，触发控制信号p51低电平有效。交流触发光耦ug1可以选择moc3022、moc3023、moc3052、moc3053等移相型双向晶闸管输出光电耦合器。电源+vcck为受保护驱动单元控制的受控电源。触发图2补偿式主电路实施例1中双向晶闸管sr2-sr6，或者是触发图3补偿式主电路实施例2中双向晶闸管sr2-sr8的触发电路与触发双向晶闸管sr1的电路结构一样。图12的交流触发光耦ug1从g11、g12输出的触发脉冲，和触发单元中其他交流触发光耦输出的触发脉冲共同组成触发信号p6。

图13为触发选通控制单元的实施例1，针对图2补偿式主电路实施例1进行补偿控制；图2中tb1补偿电压低，tb2补偿电压高，交流电源电压波动范围为220v±10％，要求将其稳定在220v±2％的范围内输出。图13中，触发选通控制单元输入的触发选通控制值y21-y27高电平有效，21个二极管d11-d73、触发选通控制列线y21-y27、触发驱动行线vk1-vk6组成二极管触发选通矩阵，电阻rs1-rs6、三极管vs1-vs6组成触发控制信号p51-p56的驱动电路，此时由p51-p56组成触发控制信号p5。

表1为触发选通控制单元实施例1的触发选通控制功能表，列出了7位的触发选通控制值中的7个有效位，即7个有效的触发选通控制值所对应的晶闸管桥中双向晶闸管的通断组合状态。7个有效的触发选通控制值与电压等级区间1-7对应，触发选通控制单元依据触发选通控制值控制补偿式主电路实施例1中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿；表1中，1代表相应的双向晶闸管需处于导通状态，0代表相应的双向晶闸管处于关断状态。

图13中的二极管触发选通矩阵按照表1要求的功能连接，受触发选通控制值y21-y27的控制；即在每根触发选通控制列线与其有效时对应通断组合状态需要导通双向晶闸管的触发驱动行线之间均设置二极管进行连接，当某根触发选通控制列线有效时，由二极管使需要导通双向晶闸管的触发驱动行线信号有效。例如，输入电压为最低的电压等级1、即y21有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d11、d12、d13导通，触发驱动行线vk1、vk4、vk6为高电平分别控制三极管vs1、vs4、vs6导通使p51、p54、p56有效去开通双向晶闸管sr1、sr4、sr6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管sr2、sr3、sr5，使tb1、tb2均进行正向补偿；输入电压为电压等级2、即y22有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d21、d22、d23导通，触发驱动行线vk1、vk3、vk6为高电平分别控制三极管vs1、vs3、vs6导通使p51、p53、p56有效去开通双向晶闸管sr1、sr3、sr6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管sr2、sr4、sr5，仅使tb2进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即y24有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d41、d42、d43导通，触发驱动行线vk1、vk3、vk5为高电平分别控制三极管vs1、vs3、vs5导通使p51、p53、p55有效去开通双向晶闸管sr1、sr3、sr5，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管sr2、sr4、sr6，实现0电压补偿，即tb1、tb2均不进行补偿；输入电压为电压等级5、即y25有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d51、d52、d53导通，触发驱动行线vk2、vk3、vk6为高电平分别控制三极管vs2、vs3、vs6导通使p52、p53、p56有效去开通双向晶闸管sr2、sr3、sr6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管sr1、sr4、sr5，仅使tb1进行反向补偿；输入电压为电压等级7、即y27有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d71、d72、d73导通，触发驱动行线vk2、vk3、vk5为高电平分别控制三极管vs2、vs3、vs5导通使p52、p53、p55有效去开通双向晶闸管sr2、sr3、sr5，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管sr1、sr4、sr6，tb1、tb2均进行反向补偿；等等。

表1

图14为触发选通控制单元的实施例2，同样针对图2补偿式主电路实施例1进行补偿控制；图2中tb1补偿电压低，tb2补偿电压高，tb2的补偿电压为tb1补偿电压的2倍；交流电源电压波动范围为220v±10％，要求将其稳定在220v±2％的范围内输出。图14中，触发选通控制单元输入的触发选通控制值y21-y27低电平有效，21个二极管d11-d73、触发选通控制列线y21-y27、触发驱动行线p51-p56组成二极管触发选通矩阵，由触发选通矩阵直接输出低电平有效的触发控制信号p51-p56。本实施例2中没有触发控制信号p51-p56的驱动电路。

图14中的二极管触发选通矩阵按照表1要求的功能连接，受触发选通控制值y21-y27的控制；例如，输入电压为最低的电压等级1、即y21有效为低电平时，触发选通矩阵中的二极管d11、d12、d13导通，分别使p51、p54、p56变成有效的低电平去开通双向晶闸管sr1、sr4、sr6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管sr2、sr3、sr5，使tb1、tb2均进行正向补偿；输入电压为电压等级2、即y22有效为低电平时，触发选通矩阵中的二极管d21、d22、d23导通，分别使p51、p53、p56变成有效的低电平去开通双向晶闸管sr1、sr3、sr6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管sr2、sr4、sr5，仅使tb2进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即y24有效为低电平时，触发选通矩阵中的二极管d41、d42、d43导通，分别使p51、p53、p55变成有效的低电平去开通双向晶闸管sr1、sr3、sr5，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管sr2、sr4、sr6，实现0电压补偿，即tb1、tb2均不进行补偿；输入电压为电压等级5、即y25有效为低电平时，触发选通矩阵中的二极管d51、d52、d53导通，分别使p52、p53、p56变成有效的低电平去开通双向晶闸管sr2、sr3、sr6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管sr1、sr4、sr5，仅使tb1进行反向补偿；输入电压为电压等级7、即y27有效为低电平时，触发选通矩阵中的二极管d71、d72、d73导通，分别使p52、p53、p55变成有效的低电平去开通双向晶闸管sr2、sr3、sr5，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管sr1、sr4、sr6，tb1、tb2均进行反向补偿；等等。

图14中，触发选通控制值y21-y27中的低电平需要直接驱动三个交流触发光耦的输入端发光二极管发光；交流触发光耦选择moc3022、moc3052等时，需要30ma的驱动电流；交流触发光耦选择moc3023、moc3053等时，需要15ma的驱动电流。

图15为触发选通控制单元的实施例3，针对图3补偿式主电路实施例2进行补偿控制；图3中tb1补偿电压最低，tb3补偿电压最高；且tb2的补偿电压为tb1补偿电压的2倍，tb3的补偿电压为tb2补偿电压的2倍。交流电源电压波动范围为220v+10％至220v-20％，要求将其稳定在220v±2％的范围内输出。图15中，触发选通控制单元输入的触发选通控制值y21-y210高电平有效，40个二极管d01-d94、触发选通控制列线y21-y210、触发驱动行线vk1-vk8组成二极管触发选通矩阵，电阻rs1-rs8、三极管vs1-vs8组成触发控制信号p51-p58的驱动电路，此时由p51-p58组成触发控制信号p5。

表2为触发选通控制单元实施例3的触发选通控制功能表，列出了10位的触发选通控制值中的10个有效位，即10个有效的触发选通控制值所对应的晶闸管桥中双向晶闸管的通断组合状态。10个有效的触发选通控制值与电压等级1-10对应，触发选通控制单元依据触发选通控制值控制补偿式主电路实施例2中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿；表2中，1代表相应的双向晶闸管需处于导通状态，0代表相应的双向晶闸管需处于关断状态。图15中的二极管触发选通矩阵按照表2要求的功能连接，受触发选通控制值y21-y210的控制；例如，输入电压为电压等级7、即y27有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d71、d72、d73、d74导通，触发驱动行线vk1、vk3、vk5、vk7为高电平分别控制三极管vs1、vs3、vs5、vs7导通使p51、p53、p55、p57有效去开通双向晶闸管sr1、sr3、sr5、sr7，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管sr2、sr4、sr6、sr8，实现0电压补偿，即tb1、tb2、tb3均不进行补偿；输入电压为电压等级8、即y28有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d81、d82、d83、d84导通，触发驱动行线vk2、vk3、vk6、vk8为高电平分别控制三极管vs2、vs3、vs6、vs8导通使p52、p53、p56、p58有效去开通双向晶闸管sr2、sr3、sr6、sr8，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管sr1、sr4、sr5、sr7，使tb1进行反向补偿；输入电压为电压等级9、即y29有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d91、d92、d93、d94导通，触发驱动行线vk2、vk4、vk5、vk8为高电平分别控制三极管vs2、vs4、vs5、vs8导通使p52、p54、p55、p58有效去开通双向晶闸管sr2、sr4、sr5、sr8，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管sr1、sr3、sr6、sr7，使tb2进行反向补偿；输入电压为电压等级10、即y210有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d01、d02、d03、d04导通，触发驱动行线vk2、vk3、vk5、vk8为高电平分别控制三极管vs2、vs3、vs5、vs8导通使p52、p53、p55、p58有效去开通双向晶闸管sr2、sr3、sr5、sr8，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管sr1、sr4、sr6、sr7，使tb1、tb2同时进行反向补偿。

表2

再例如，输入电压为电压等级6、即y26有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d61、d62、d63、d64导通，触发驱动行线vk1、vk4、vk5、vk7为高电平分别控制三极管vs1、vs4、vs5、vs7导通使p51、p54、p55、p57有效去开通双向晶闸管sr1、sr4、sr5、sr7，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管sr2、sr3、sr6、sr8，使tb1进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即y24有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d41、d42、d43、d44导通，触发驱动行线vk1、vk4、vk6、vk7为高电平分别控制三极管vs1、vs4、vs6、vs7导通使p51、p54、p56、p57有效去开通双向晶闸管sr1、sr4、sr6、sr7，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管sr2、sr3、sr5、sr8，使tb1、tb2同时进行正向补偿；输入电压为电压等级3、即y23有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d31、d32、d33、d34导通，触发驱动行线vk1、vk3、vk5、vk8为高电平分别控制三极管vs1、vs3、vs5、vs8导通使p51、p53、p55、p58有效去开通双向晶闸管sr1、sr3、sr5、sr8，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管sr2、sr4、sr6、sr7，使tb3进行正向补偿；输入电压为电压等级1、即y21有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管d11、d12、d13、d14导通，触发驱动行线vk1、vk3、vk6、vk8为高电平分别控制三极管vs1、vs3、vs6、vs8导通使p51、p53、p56、p58有效去开通双向晶闸管sr1、sr3、sr6、sr8，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管sr2、sr4、sr5、sr7，使tb2、tb3同时进行正向补偿；等等。

当表2中的触发选通控制值y21-y210低电平有效时，同样可以按照图14触发选通控制单元实施例2的方法，由40个二极管d01-d94、触发选通控制列线y21-y210、触发控制行线p51-p58组成触发选通矩阵，由触发选通矩阵直接输出低电平有效的触发控制信号p51-p58。此时，触发选通控制值y21-y210中的低电平需要直接驱动四个交流触发光耦的输入端发光二极管发光；交流触发光耦选择moc3022、moc3052等时，需要40ma的驱动电流；交流触发光耦选择moc3023、moc3053等时，需要20ma的驱动电流。

图16为检错判别单元实施例，针对触发选通控制值p3，即高电平有效的10位触发选通控制值y21-y210进行判别，输出的触发选通控制值判别信号p7高电平有效，低电平无效；即输出p7为1，表示触发选通控制值有效；输出p7为0，表示触发选通控制值无效。图16中，fd3为具有10位地址输入和1位数据输出的rom存储器，10位触发选通控制值y21-y210分别连接至10位地址输入a0-a9，触发选通控制值判别信号p7从数据输出端d0输出。表3为检错判别单元的逻辑真值表，也是图16中rom存储器的存储单元内容数据表。

表3

检错判别单元的功能是当判断出触发选通控制值的m位中有且只有一位有效时，令输出的触发选通控制值判别信号p7有效，否则令输出的触发选通控制值判别信号p7无效；即触发选通控制值的m位中不只有一位有效时，或者是没有一位有效时，令输出的触发选通控制值判别信号p7无效。图16中rom存储器存储单元的内容按照表3的数据写入，表3中，10位触发选通控制值y21-y210均高电平有效，低电平无效；输出的触发选通控制值判别信号p7高电平有效，低电平无效；输入信号y21-y210中有且仅有1个为1时，输出p7为1；y21-y210为其他输入时，输出p7为0。

如果输入的10位触发选通控制值y21-y210均低电平有效，高电平无效，则将表3中输入的前10行地址内容全部0变1，1变0即可。如果需要输出的触发选通控制值判别信号p7低电平有效，高电平无效，则将表3中最后1列数据的内容全部0变1，1变0即可。

检错判别单元需要针对其他位数触发选通控制值p3进行判别时，同样可以采用rom存储器进行。表4输入的触发选通控制值p3有7位，均高电平有效，低电平无效；输出的触发选通控制值判别信号p7高电平有效，低电平无效。采用具有7位地址输入和1位数据输出的rom存储器，10位触发选通控制值y21-y27分别连接至7位地址输入a0-a6，触发选通控制值判别信号p7从数据输出端d0输出；rom存储器存储单元的内容按照表4的内容写入。

表4

检错判别单元的逻辑功能还可以用其他方式来实现，例如，表3、表4为逻辑真值表，可以用与、或、非逻辑门来组合实现所述功能。检错判别单元中的rom存储器，或者是采用逻辑门实现功能时，均采用单电源+vcc1供电。

图17为保护驱动单元实施例，设输入的触发选通控制值判别信号p7高电平有效，即p7为1表示触发选通控制值有效；p7低电平无效，即p7为0表示触发选通控制值无效。设输入的不触发区控制信号p4低电平有效，即当p4等于0时，表明交流电源电压存在波动，使触发选通控制值产生了变化，需要进行晶闸管桥中双向晶闸管通断状态的切换，改变补偿方式；在切换过程中，为避免晶闸管桥中上下桥臂切换时，因为双向晶闸管延迟关断的因素造成电源短路，在不触发区控制信号有效期间，即实施例的p4等于0时，关断晶闸管桥中所有双向晶闸管。

图17中，三极管vt、继电器线圈ka、续流二极管vd、电阻rk1组成保护控制电路，三极管vk1、三极管vk2、电阻rk2、电阻rk3、与门fy21组成触发单元受控电源控制电路，与门fy21采用单电源+vcc1供电。+vcc2为继电器线圈的供电电源和触发单元中受控电源+vcck的源电源。当输入的触发选通控制值判别信号p7为低电平，即触发选通控制值无效时，与门fy21输出低电平，三极管vk1、vk2截止，受控电源+vcck失电，触发单元没有供电电源，不工作，即不发出触发双向晶闸管的触发脉冲；p7为低电平同时控制三极管vt截止，继电器线圈ka失电，使图2补偿式主电路实施例1中的继电器常开开关ka-1、ka-2、ka-3断开，或者是使图3补偿式主电路实施例2中的继电器常开开关ka-1、ka-2、ka-3、ka-4断开，实现对晶闸管桥的开路保护；控制使图2补偿式主电路实施例1中的继电器常闭开关ka-5、ka-6闭合，使施加在tb1、tb2励磁线圈上的电压为0，或者是控制使图3补偿式主电路实施例2中的继电器常闭开关ka-5、ka-6、ka-7闭合，使施加在tb1、tb2、tb3励磁线圈上的电压为0。当采样比较单元出现故障导致触发选通控制值无效，或者是输入的交流电源电压低于最小电压等级区间范围，导致输出的触发选通控制值无效时，无论输入的不触发区控制信号p4是否有效，保护驱动单元都切断触发单元的供电电源，停止发出所有双向晶闸管的触发脉冲，同时控制断开晶闸管桥的所有桥臂，实现对晶闸管桥的开路保护。当输入的触发选通控制值判别信号p7为高电平，即触发选通控制值有效时，控制三极管vt导通，继电器线圈ka得电，使图2补偿式主电路实施例1中的继电器常开开关ka-1、ka-2、ka-3闭合，继电器常闭开关ka-5、ka-6断开，或者是使图3补偿式主电路实施例2中的继电器常开开关ka-1、ka-2、ka-3、ka-4闭合，继电器常闭开关ka-5、ka-6、ka-7断开，晶闸管桥处于补偿工作状态。当触发选通控制值有效，即p7为1，且不触发区控制信号有效，即p4等于0时，与门fy21输出低电平，三极管vk1、vk2截止，受控电源+vcck失电，触发单元不工作，即不发出触发双向晶闸管的触发脉冲，关断晶闸管桥中所有双向晶闸管，表明此时交流电源电压存在波动，使触发选通控制值产生了变化，需要进行电子开关的切换，改变补偿方式。当触发选通控制值有效，即p7为1，且不触发区控制信号无效，即p4等于1时，与门fy21输出高电平，三极管vk1、vk2均导通，受控电源+vcck得电，触发单元正常工作，由触发选通控制单元依据有效的、与某个电压等级区间对应的触发选通控制值选择相应的触发控制信号有效，使触发单元发出触发脉冲，控制晶闸管桥中双向晶闸管的通断状态，主电路处于与该电压等级区间相应的补偿工作状态。

当检错判别单元判断输入的触发选通控制值无效，保护驱动单元发出保护控制信号至主电路，使晶闸管桥处于开路保护状态时，交流稳压器不对输入电压进行补偿，稳压器输出的电压即为输入的交流电源电压。在晶闸管桥处于开路保护状态时，如果检错判别单元判断输入的触发选通控制值恢复为有效信号，则保护驱动单元自动停止晶闸管桥的开路保护状态，晶闸管桥重新处于补偿工作状态。

从以上的实施例及其工作过程可知，输入为有效的触发选通控制值时，触发选通控制单元保证了同一全桥电路上下桥臂双向晶闸管不同时导通，即实现了同一全桥电路上下桥臂双向晶闸管互锁控制；而触发选通控制值无效时，保护驱动单元在迅速切断触发单元的供电电源、避免双向晶闸管错误导通造成短路的基础上，同时断开晶闸管桥的所有桥臂，使晶闸管桥处于开路保护状态。在晶闸管桥处于开路保护状态时，如果检错判别单元判断交流稳压器重新进入正常的逻辑控制状态，即检错判别单元判断输入的触发选通控制值恢复为有效信号时，则保护驱动单元能够自动停止晶闸管桥的开路保护状态并使其重新处于补偿工作状态。上述功能有效地加强了交流稳压器针对工作过程异常的保护力度，使所述交流稳压控制方法的工作过程更加可靠。

除说明书所述的技术特征外，交流稳压控制方法的其他技术均为本领域技术人员所掌握的常规技术。